BTS7960大功率直流电机驱动板电路图与PCB【简要说明】一、尺寸：长76mmX宽65mmX高28mm二、主要芯片：BTS7960、lm2576三、工作电压：控制信号直流3V至12V;驱动电机电压6V至27V四、可驱动直流（6V至27V之间电压的电机）五、最大输出电流43A六、特点：1、具有信号指示和电源指示2、转速可调3、抗干扰能力强输入全光电隔离4、内部具有续流保护5、可单独控制一台直流电机6、PWM脉宽平滑调速（可使用PWM信号对直流电机调速）7、可实现正反转8、此驱动器非常适合控制飞思卡尔智能车，驱动器压降小，电流大，驱动能力强适用场合：单片机学习、电子竞赛、产品开发、毕业设计。。。。。。BTS7960智能功率芯片中文资料BTS7960是NovalithIC家族三个独立的芯片的一部分:一是p型通道的高电位场效应晶体管，二是一个n型通道的低电位场效应晶体管，结合一个驱动晶片,形成一个完全整合的高电流半桥。所有三个芯片是安装在一个共同的引线框,利用芯片对芯片和芯片芯片技术。电源开关应用垂直场效应管技术来确保最佳的阻态。由于p型通道的高电位开关，需要一个电荷泵消除电磁干扰。通过驱动集成技术，逻辑电平输入、电流取样诊断、转换速率调整器，失效发生时间、防止欠电压、过电流、短路结构轻易地连接到一个微处理器上。BTS7960可结合其他的BTS7960形成全桥和三相驱动结构。图框如下：应用实例下图是智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片，它带有一个P沟道的高边MOSFET、一个N沟道的低边MOSFET和一个驱动Ic，如图1所示。集成的驱动Ic具有逻辑电平输入、电流诊断、斜率调节、死区时间产生和过温、过压、欠压、过流及短路保护的功能。BTS7960通态电阻典型值为16mQ，驱动电流可达43A。智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片，它带有一个P沟道的高边MOSFET、一个N沟道的低边MOSFET和一个驱动Ic，如图1所示。集成的驱动Ic具有逻辑电平输入、电流诊断、斜率调节、死区时间产生和过温、过压、欠压、过流及短路保护的功能。BTS7960通态电阻典型值为16mQ，驱动电流可达43A。BTS7960的引脚Is具有电流检测功能，正常模式下，从Is引脚流出的电流与流经高边MOS管的电流成正比，若RIS=lkQ，则VIS=Iload／8．5；在故障条件下，从Is引脚流出的电流等于IIS(1im)(约4．5mA)，最后的效果是Is为高电平。如图3所示，图3(a)为正常模式下Is引脚电流输出，图3(b)为故障条件下IS引脚上的电流输出。文章来源网络

数字多用表是常用的测量仪器，目前市场常见的是3.5（三位半）和4.5手持表，用于一般测量，另外高端的则是6.5位以上的台式表，价格较高，用于高精度测量。随着电子技术的进步，高性能低成本的器件层出不穷，使得制作一部低档的6.5位数字多用表成为了可能，这里介绍这款六位版，就是在性能上、功能上和成本上综合考虑的一种设计实现方案。设计思想：选用成品的通用元件：高端DMM采用以恒温深埋齐纳基准——前端为DualJFET的混合低噪声运算放大器——多斜率积分高速高分辨率ADC为主轴的测量系统，其中每个部分的制作难度都非常高，而且需要昂贵的仪器进行调试、校准，这样的要求在业余条件下是难以满足的，所以这里采用了相对低成本可靠通用IC精密带隙基准——单片低噪声斩波稳零放大器——24Bits低噪声ΣΔADC来替代，这样的既可以减少元件采购难度，降低整体成本，最重要的是能得到可靠的性能保证，就是说可以根据DataSheet上标明的最差指标可以计算出系统的整体性能。放弃高电压，大电流量程：首先对这些量程进行高精度测量本身难度就非常高，而且对系统的输入选择、保护系统提出了很高的要求，元件质量要求高，pcb面积占用大，最重要的是要为用户人身安全负责，为了避免出现安全问题所以没有设置危险的测量量程。放弃长期稳定性：要靠数字多用表本身来保证长期稳定性意味着整个系统每个部分都要有很高的长期稳定性，基准要用深埋齐纳基准，分压电阻要用精密电阻网络等等，成本会显著提高，相对而言购买或制作标定好的基准（LYMEX有售）要便宜的多，而且在进行对比测量时可以将整体的精度提高到接近外部基准的水平。放弃交流测量：由于没有设计交流测量系统的条件,所以没有做.采用手持设备架构：由于现代MCU的集成度非常高,开发工具越来越简便,加之笔者最近在学习STM32,所以就做成手持设备了.总的讲设计要素的优先关系如下：低成本〉小巧〉低功耗〉高性能功能和指标：电源:3.0V~6V供电可用单节磷酸铁锂(3.2V),单节钴酸锂(3.7V),单节锰酸锂(3.6V),三节碱性电池(4.5V),三节镍镉或镍氢电池(3.6V),功耗250mW（开启数据保存）,2.9V低电压关机（为了保护锂电避免过放电），软件电源开关，待机电流测量：1ppm分辨率1ppm噪声5ppm线性度1ppm温度系数。电流测量100mA,10mA,1mA压降电压测量100mV,1V>10G高阻抗输入，10V，100V9M低阻抗输入（新版批量采购1.1M的电阻就是标准的10M，后文详述）。电阻测量100R1K10K100K1M采用恒流方式（对应为1mA,1mA,100uA,10uA,1uA）开路电压5V，支持4线模式。温度测量采用PT100传感器，可处理到-200摄氏度~850摄氏度，分辨率0.01度。除温度测量外都有25%的超量程测量（例如1V可测到1.25V）当开启自动量程转换时连续三个测量读数都超量程时向上换档，连续三个测量读数都欠量程（系统和软件：支持SD卡数据存储，导入校准数据，从SD卡更新固件（新版功能）。支持实时时钟，可设置自动关机，以及定时唤醒数据采集模式。支持自动量程，0位补偿，数字滤波。带有简单的帮助。设计原理电源系统：电池供电，首先经过有Q71构成的反接保护电路，之后分为两路，一路经HT7130稳压到3.0V供MCU，另一受Q72的控制作为外设的电源，它连接至两个由LT1372构成的Boost升压器，分别升至15V（供欧姆电流源和OLED偏压）和5V（供模拟部分）这里采用HT7130主要是考虑到其且具有极低的静态功耗,特别适合为待机的MCU供电。DCDC变换器采用LT1372是因为其低成本，且该器件具有NFB功能，可以方便的构成Cuk拓扑结构，组成负电压输出的开关调节器（新版要用到+-15V），虽然由于静态功耗较大，在小电流输出下效率较低，但总体上还是不错的。MCU系统：MCU采用STM32F103R6T6（其实101系列就行，但是市面上没有零售）靠内部的RC振荡器工作在20MHz的频率上（更快没实际意义，且更费电），后备电池使用0.22F的超级电容，（为了兼容性，又做了个100uF钽电容的焊盘）RTC晶振使MC-3066pF32.768K,注意要接入200K的R66否则容易振坏。MCU使用5线SWD端口进行Flash烧写和调试。PA0构成软件电源开关，可以从待机模式唤醒MCU。OLED使用串行模式，4X3矩阵键盘，SD卡采用SPI模式。其他端口用来控制模拟板。输入选择：先看电压-电阻部分继电器K1选择将HI输入端子直接接入模拟开关或者进行分压。继电器K2选择将欧姆电流源注入HI或者LOW。上面的两个继电器都使用磁保持型的，避免长期通电发热导致热电势误差。HS，LS，以及HI的输入通过R01-R06以及R17-R1AD17-D16组成的保护电路被限制在+-2.0V，然后加上从9串：11并的1.1M分压阵列99：1分压后的电压一起进入8选一模拟开关。电流部分先经过500mA熔断器-全桥的保护电路，经过继电器选择接入100R10R或1R的分流电阻，其上的压降取出后也被送入模拟开关，U01A构成的跟随器将提升二极管桥中点的电位至电流输入端子电位，从而减小了他们的漏电流。U01B为测量系统提供中点参考电位(也就是LOW端子的电位)。这里需要提下的是分压电阻采用了50ppm的晶圆电阻构成阵列，下面PCB敷铜均温，从实际效果看还是非常不错的。U01由于要求不高所以采用了低成本的MCP6002。模拟开关原计划用MAX328的，但由于货源原因，用ADG508代替了。程控放大：这里采用了AD8629作为主放大器，该器件为低噪声斩波稳零放大器，U20A根据U27选择的反馈信号配置成X1或X10放大器，U20B是一个驱动驱动容性负载的缓冲器，用以驱动ADC。同样的这里的分压电阻采用了3串：3并构成的9:1分压器，由于要求不高模拟开关采用了采用了高速CMOS的74HC4053RefandADC:U44是2.5V精密带隙基准，采用ADR421B他能稳定地驱动1uF的容性负载，最大3ppm/C的温度系数，1.5uVpp0.1~10Hz噪声U43采用24Bit低噪声ΣΔADCLTC2440可提供接近21Bits的有效位。U41为低噪声LDO调节器LP2985，为模拟部分提供5V电源。欧姆电流源：U31为低偏置电流精密运放AD706，其中U31A和Q31起到参考电压缩放-转移的作用，将2.5V的基准转换成比标准电阻（RJ31~RJ34）公共端低1V输入到U31B的正，模拟开关用于选择4个标准电阻（开尔文接法），Q32是PJFET受U31B控制保持标准电阻两端的电压为1V，Q33~Q35与D31组成保护电路（Q34,Q35实际为高反压PNP管2N6520，Q33为低漏电流N-JFETPN1117A）。DZ1与R30构成降压电路使得U31B的输出能足够的正使Q32截止。文章来源网络

如何处理接地和去耦的重要布局问题？如何应对寄生阻抗和接地电流？……面对这些问题，我们将进行一系列的详细讲解，今天主要讲讲接地。图1显示信号源与负载之间隔开了一段距离，接地G1和G2通过一个回路连接起来。理想情况下，G1和G2之间的接地阻抗为0，因此接地回路电流不会在G1和G2之间产生一个差分电压。图1.在电路中的任何一点，电流的算术和为0，或者说流出去的必会流回来。若G1和G2之间的阻抗为0，则G1和G2之间无差分电压。遗憾的是，让回流路径保持零阻抗是不可能的，接地回路阻抗在接地电流作用下，会在G1和G2之间产生一个误差电压ΔV。图2.接地阻抗中流动的信号和/或外部电流产生误差电压ΔV。G1和G2之间的连接不仅有电阻，还有电感。出于本文目的，这里忽略杂散电容的影响。但在该系列的下一篇文章中，您会了解到电源层和接地层之间的电容是如何帮助高频去耦的。无焊试验板，制成的电路看起来可能类似于图3所示的电路图3.采用无焊试验板的电路G1和G2之间流动的电流可以是信号电流或其他电路引起的外部电流。您可以看到图3试验板中的总线阻抗如何既有阻性元件又有感性元件。接地总线阻抗是否会影响电路运行，不仅取决于电路的直流精度要求，而且取决于模拟信号频率和电路中数字开关元件产生的频率分量。如果最大信号频率为1MHz，并且电路仅需要几毫安(mA)电流，那么接地总线阻抗可能不是问题。然而，如果信号为100MHz，并且电路驱动一个需要100mA的负载，那么阻抗很可能会成为问题。大部分情况下，由于“母线(busswire)”在大多数逻辑转换等效频率下具有阻抗，将其用作数字接地回路是不能接受的。举个例子：例如，#22标准导线具有约20nH/英寸的电感和1mΩ/英寸的电阻。由逻辑信号转换产生的压摆率为10mA/ns的瞬态电流，在此频率下流经1英寸的该导线，将形成200mV的无用压降：对于具有2V峰峰值范围的信号，此压降会转化为约10%的误差（大约3.5位精度）。即使在全数字电路中，该误差也会大幅降低逻辑噪声裕量。对于低频信号，该1mΩ/英寸电阻也会产生一个误差。例如，100mA电流流过1英寸的#22标准导线时，产生的压降约为：一个2V峰峰值范围的信号数字化到16位精度时，其1LSB=2V/216=30.5μV。因此，导线电阻引起的100μV误差约等于16位精度水平的3.3LSB误差。图4显示了模拟接地回路中流动的高噪声数字电流如何在输入模拟电路的电压VIN中产生误差。将模拟电路地和数字电路地连接在同一点（如下方的正确电路图所示），可以在某种程度上缓解上述问题。图4.模拟电路和数字电路使用单点接地可降低高噪声数字电路引起的误差效应。接地层在当今系统中必不可少在无焊试验板中，甚至在图3所示的采用总线结构的电路板中，能够用来降低接地阻抗的手段并不多。无焊试验板在工业系统设计中是非常罕见的。实接地层是提供低阻抗回流路径的工业标准方法。生产用印刷电路板一般有一层或多层专门用于接地。这种方法相当适合最终生产，但在原型系统中较难实现。图5显示了一个包含模拟电路、数字电路以及一个混合信号器件（模数转换器或数模转换器等）并针对PCB的典型接地安排。图5.针对混合信号系统PCB的良好接地解决方案。模拟电路和数字电路在物理上相隔离，分别位于各自的接地层上。混合信号器件横跨两个接地层，系统单点或星形接地是两个接地层的连接点。您应当知道，关于模拟接地和数字接地，还有其他已被证明有效的接地原理。然而，这些原理全都基于同样的概念——分析模拟和数字电流路径，然后采取措施以最大限度地减少它们之间的相互影响。希望大家已经了解到接地对于你们当前和未来设计的重要性。

磁环使用6mm磁环,L1、L2用0.23mm漆包线绕8+8匝,L3、L4用0.18mm漆包线绕28+28匝驱动1WLED电流可以轻松超过450mA,甚至500mA,电路效率高于70%.整个电路成本很低,很容易DIY.

将无线充电带入大众视野当数苹果与三星两大手机厂商：2015年，三星发布了支持无线充电的手机—GalaxyS6；2017年，iPhone8以及iPhoneX成为苹果首款支持无线充电的手机。此后，华为、小米等国内手机厂商也纷纷试水无线充电，这项技术也一度成为中高端手机新趋势。无线充电产品以其便利性，可靠性，安全性越来越受到消费者的追捧。除手机以外，越来越多支持无线充电的TWS无线耳机，智能手表等可穿戴设备不断涌入市场。与此同时，不同种类的无线充电设备也逐渐融入我们的生活场景，如宜家推出配有无线充电底座的台灯，小米推出30W超级无线闪充充电器等。无线充电系统主要由电源、无线充电发送器和无线充电接受器三部分构成。上图为整个系统的组成主件，下图所示为其电路示意图。无线充电系统是如何工作的呢？以下为其工作原理的简要介绍：·无线充电发送器(Tx)通常由一个5V至20V的直流输入电源供电，这个电源来自AC/DC电源适配器或USB端口。一些特殊应用（如手机反向无线充电）也可能为电池供电。·无线功率控制器可驱动半桥或者全桥变换器来传输能量，并通过与接收器的通讯来调节传输功率。·发送器线圈通过电磁感应传输电力，能量被耦合到无线功率接收器(Rx)中。接收器通过一个类似的线圈来接收能量，并通过整流及功率变换电路（如充电电路）为后级提供能量。·接收器可通过通信接口发送命令来调节充电电压，还可以在收到充电结束的指示后，完全终止功率传输。为提高无线充电系统的工作效率，无线充电发送器(Tx)中线圈所需母线电压Vbus可设计为随着传输功率的大小而变化：满载充电时，传输功率最大，母线电压升至最高；待机状态时，传输功率最小，母线电压也随之降为最低。前文提到过，无线充电发送器的电源Vin可能来自AC/DC电源适配器或USB端口（5V至20V），也可能为电池供电，有着较宽的电压范围。为匹配不同的电源电压和发送器线圈所需母线电压，在Vin与Vbus之间可使用DC/DC变换器来调节电压，而DC/DC变换器拓扑主要取决于电源电压Vin和线圈所需母线电压Vbus之间的电位关系。例如一款30W的无线充电器，输入电压Vin为12V电源适配器提供，母线电压Vbus设计为在2V至20V范围内调节，此时就需要升降压变换器来满足Vin与Vbus之间的电压匹配。有些无线充电器设计为节省成本，选择牺牲待机功耗，在待机状态下发送线圈母线电压设计为输入端电压，则只需要升压芯片来满足充电时Vbus电压要求即可。文章来源网络

华为新机型与老机型快充头的规格完全相同，输入电压范围都是100V-240VAC，输出则支持5V2A、9V2A和10V4A，最大输出功率仍为40W。为了实现完美的防水和散热，实际生产中的华为超级充内部是灌胶的，接口部分也有绝缘胶片，但要是那样便很难看清它的内部状况，所以我在这里展示的是它没有灌胶和采取防水措施前的样子，你可以在看到下面的图片以后对相关的部分进行脑补，也可以再等一等，我有可能会写新的文章来做更多的介绍。这些照片把老机型和新机型做了对比，老机型在左，新机型在右。从这种对比可以看出，两者的外壳完全相同，PCB板形状除边沿外几乎无变化，板上元件布局几乎相同，新机型的输出电容量略有降低（从680µFx2变成470µFx2），平板变压器的外观厚度略有增加（这里有玄机的，以后再谈），其中使用的平板线圈则明显变薄了。我们都知道平板变压器的平板线圈是由多层PCB构成的，层数越少则厚度越薄，相应的成本也越低，由此可见新机型的成本是更低了的，或许可以和使用传统变压器相比肩了。如果你还记得去年的老机型的优势是什么，或者你是按照前文顺序阅读下来，还点开链接欣赏了我旧作的内容，你就应该知道去年的老机型中使用了一款型号为XDPS21061的定制器件作为它的初级控制器，它的中文称呼是“强制频率谐振式反激控制器”，其关键特性是利用一个新增的绕组在DCM工作期间强制插入一个脉冲使主绕组开关节点上的谐振电压达到更低的程度，主开关借此机会导通即可实现降低损耗、提高效率的效果，但我当时也说了它有很多参数需要进行特别的配置，要掌握得恰到好处还是有一定难度的，因而这个问题是需要在新的设计中加以升级处理的。实际上，我们今天看到的新机型就已经在上述问题的解决方面前进了一步，下面的对比照可以让我们看到改变以后的结果。看图片时请忽略新板上的隔离片已经被剪掉一部分的显示效果，它本来是完整的，只是这块样板已经被人动过手脚了，而我并无更多资源可以让你看到更好的样子，所以就只能这样了，你在前面的图片中也可以看到类似的痕迹。XDPS21061的封装是爬虫似的SOP大封装，新设计使用的控制器则是QFN小封装，引脚比前者多了许多。将白色的塑料隔离片取下以后可以让我们看得更清楚：放大照片可以清晰地看到控制器上的编码信息AG=6DGDY，呈现出典型的立锜编码风格。它有很多引脚的外面并无任何连接，说明它们都是闲置未用的，这在惜脚如金的IC领域又给人留下了许多可以想象的空间。这颗器件同样是华为定制，因而也没有公开的规格书可以供人查阅，但我还是得到了它的简化原理图：它是和立锜科技的RT7205A一起构成系统的，RT7205A在老机型中就出现过了，现在的新机型也是用的它，说明它的生命力还是很旺盛的。与XDPS21061的原理图相比，新款控制器的原理图其实差不多，但是它有了一个名为PHASE的端子，外面还有一个电感，VDD端只有一个外接电容，这提示我们它使用了一个Boost转换器来为自己供电，这个设计的作用是很明显的：当开关电源的输出电压很低时，它可以将从辅助绕组上整流出来形成的低电压提升以后再为自己供电，这样便可以满足低输出电压应用的需求，而辅助绕组的匝数却不需要很多，这会不会是变压器里的平板变薄的原因呢？自从对华为手机有了信心以后，我也一直在等待自己的第一款华为手机。当P30pro发布以后，一位领导在第一时间送了一台给我的一位师兄，我在看到以后实在是爱不释手，立马下单自己买了一台最高规格的，这完全解决了我的容量之忧，拍照、录像更是爽爽的，远拍、近拍都可以随便玩，你在上面看到的这些照片就是这台机子的功劳，我在拍摄的时候它会自动进入超级微距模式，让我省心了许多，同时也让我去年购买的近拍镜头失去了存在的价值。因为有P30pro在手，它的原配充电器也是这款40W超级充的老机型，所以我在得到这款新型号以后就有机会实际使用了，充电中的外壳温度有了明显的降低，这让我感觉很好，但也有点遗憾，是不是自己买得太早了呢？当然这只是一句玩笑话，毕竟我已经享用很久了，怎能在这个时候感觉有遗憾呢？新机型的温度明显降低，而老机型的温度也可以接受，这说明新机型的充电功率是可以更大的，关键是看负载有没有这个需要，需要的时候就可以释放它的能力了。之所以新机型有更低的工作温度，实际上是它所使用的控制器的性能更好了，它的促成ZVS即零电压切换的能力更高，因为它的辅管脉冲宽度可以是自动变化的，会自动寻找到最佳的谐振状态，因而切换损耗更低，效率更高。这种更高到底到了什么水平？是否符合明年将要实施的欧盟ERPVI?对未来又有何影响？限于篇幅就不谈了，我们以后再叙。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

霍尔电压测量对半导体材料表征具有重要意义，因为从霍尔电压和电阻率可以导出传导率类型、载流子密度和迁移率。在应用磁场后，可以使用下面的I-V测量配置测量霍尔电压：把正磁场B垂直应用到样本，在端子3和端子1之间应用一个电流(I31pBp)，测量端子2和端子4之间的电压下跌(V24pBp)。颠倒电流(I31nBp)，再次测量电压下跌(V24nBp)。这种颠倒电流方法用来校正偏置电压。然后，从端子2到端子4应用电流(I24pBp)，测量端子1和端子3之间的电压下跌(V13pBp)。颠倒电流(I24nBp)，再次测量电压下跌(V13nBp)。颠倒磁场Bn，再次重复这一过程，测量电压下跌V24pBn、V24nBn、V13pBn和V13nBn。从8项霍尔电压测量中，可以使用下面的公式计算平均霍尔系数，RHC和RHD是霍尔系数(cm3/C)，计算出RHC和RHD后，可以通过下面的公式确定平均霍尔系数(RHAVG)，从范德堡法电阻率(ρAVG)(表示为输出参数Volume_Resistivity)和霍尔系数(RHAVG)中，可以计算出霍尔迁移率(μH)。文章来源网络

人们通常使用范德堡法(vdp)推导半导体材料的电阻率。这种四线方法用在拥有四个端子、均匀厚度的小的扁平形样本上。电流通过两个端子施加到样本上，透过相反的两个端子测量电压下跌，如图1所示。使用图2所示的SMU仪器配置，围着样本的边缘重复测量8次。然后使用这一串8项电压测量(V1-V8)和测试电流(I)来计算电阻率(ρ)，ρA和ρB是体积电阻率，fA和fB是样本对称度的几何因数，与两个电阻比率QA和QB相关。公式如下：文章来源网络

线性稳压器非常简单，有的就只有三条腿：输入VIN、输出VOUT和地GND。下图是一个SOT-23封装的线性稳压器的引脚布置图：它们的应用电路也极简单，输入、输出端各加一只电容就可以了。这么简单的电路当然无法满足所有应用的要求，于是各种变化应运而生。这颗RT9013加入了使能信号EN，需要输出的时候要使EN端变成高电平，不需要的时候将EN变成低电平即可。这颗很有名的RT9193有一个BP端，外接一颗电容可以达成低输出噪声的效果，看起来就比前者复杂一点。这颗RT9059也是线性稳压器，它的电路更复杂。新增的PGOOD是典型的输出状态指示端，利用它的不同状态，系统中的其它元件可以知道它的输出是否是正常的。VIN的功能与前述其他器件的相同，都是转换器的电源输入端子，VDD则是线性稳压器调整管驱动电路的供电端，它的存在可以使VIN和VOUT之间的压差最小化，但是成本却又不至于太高。这是RT9059的可调电压版本，ADJ的出现只是为了让你更容易地设定自己需要的输出电压，它只是一个反馈端子而已。其他没有这个端子的器件不是没有反馈，只不过被放到了IC内部而已。通过这个RT905的内部电路框图可以看到有没有ADJ端的差别不过是其中的一个开关被接到了不同的位置而已。当ADJ没有在引脚上出现时，反馈信号是通过内部电阻从VOUT端引回去的。有了ADJ，你就需要自己外加电阻反馈路径，但同时提供了自行设定输出电压的自由，你甚至还能很方便地任意调节电路的响应特性。上面提到的这些线性稳压器，全都是采用MOS工艺制作的，它们的VIN到VOUT之间都有一个MOSFET，但却分为两种类型，一种是n-MOSFET（n沟道增强型MOSFET），一种是p-MOSFET（p沟道增强型MOSFET）。上图是RT9059的内部框图，它的调整管是VIN到VOUT之间的n-MOSFET，而其他的几个型号都是p-MOSFET，以RT9013这款性能很好的器件为例，它的框图如下图所示：n-MOSFET的物理结构和其沟道的形成条件如下图所示：此图摘录自RobertL.Boylestad和LouisNashelsky所著的《ElectronicDevicesandCircuitTheory》（NinthEdition，中文书名为《模拟电子技术》，由李立华、李永华、徐晓东、王莹等翻译，电子工业出版社出版），左侧图6.32是n沟道增强型MOSFET的物理结构图，右侧图6.33是这种管子沟道形成的示意图，我们由此可以了解n-MOSFET是如何进入工作状态的，请在下图中了解它的漏极特性（来源同前）。如果换成p-MOSFET，其结构和特性就颠倒了，请参看同一来源的下图：增强型MOSFET的漏极和源极之间是没有天然的沟道存在的，这样它们就不会在栅极不存在驱动信号时导通，用它们做调整管时就不会有电流自动从VIN流动到VOUT，直到栅源极间电压高于其开启电压（对n沟道而言）或低于其开启电压（对p沟道而言），漏源之间才会出现可以测量到的电流，输出端才能得到我们希望的电源供应。采用p-MOSFET为调整管的线性稳压器以其源极作为输入端，所以它的驱动电路只要输出比输入电压低的电压就可能使之导通，因而并不需要使用外加电源即可进入工作状态，其实现电路就可以做得非常简单。采用n-MOSFET为调整管的线性稳压器，它的输出端即是调整管的源极，它的驱动电路必须输出比输出电压更高的电压才能使其导通，而高出的幅度必须高于该调整管的开启电压VGS(th)。要提供比源极也就是输出端高出VGS(th)以上的电压，如果该驱动电路以VIN为电源，那就要求VIN必须比VOUT高VGS(th)以上。如果这一条件不满足，就需要想别的办法。有的设计会采用内置电荷泵电路以倍压的方法来提高驱动电路的供电电压，而RT9059使用的方法是另外引入一个电源VDD。这种做法通常会要求VDD电压要高于VIN电压，在满足驱动要求的同时，可以在VIN和VOUT之间得到压差很小的效果，这对线性稳压器来说是很重要的一项指标。RT5095可以做到3A输出时的压差仅有350mV，这意味着它的导通电阻典型值低到了117mΩ，你可以用这个数据计算某个电流下的最小压差是多少。在下图所示的推荐工作条件中，我们可以看到RT9059希望VDD电压要比输出电压高1.5V。需要注意的是在VDD>VOUT+1.5V的要求中并没有出现VIN，所以我们是可以使VIN和VDD是同一个来源以简化设计的，只是为了得到同样的性能，这时需要让VIN>VOUT+1.5V，这也就是上面提到的第一种方法。如果这个条件得不到满足，器件的负载能力就得不到保证。当然啦，这样做又带来一个问题，由于VIN–VOUT太大，器件在大负载情况下的发热问题是很严重的，使用者需对此进行充分的评估。实际上，如果观察比较一下大多数器件，就会发现大电流器件多用n-MOSFET来实现、小电流器件多用p-MOSFET来实现，但也不尽如此，RT9172/RT9033（负载能力3A）、RT9183（负载能力1.5A）、RT9187（负载能力1A）等器件就是用p-MOSFET来实现的。如果仔细搜索，你还能看到更多的可选型号，它们都是为了满足各种不同应用的需要而生的。既然使用n-MOSFET作为调整管的线性稳压器用起来那么复杂，为什么不直接用p-MOSFET来做呢？这就涉及到钱的问题了。n-MOSFET利用电子作为载流子在沟道中流通形成电流，阻力小；p-MOSFET利用空穴在沟道中流通形成电流，阻力大。要形成同样小的电阻，p-MOSFET就要占用比n-MOSFET更大的空间，因而成本也就更高。现实中的很多系统都存在多种电压，利用其中的更高电压来为线性稳压器形成驱动电压，基本上不会多花什么钱，咱们干吗不利用呢？这大概就是采用这种稍显复杂的设计的原因吧！文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

从长远来看，PCB制板镀覆废液在综合利用上投资，能够节约资金降低成本。PCB镀覆使用多种化学产品。这些化学产品产生的废弃液经综合利用处理对化工生产均为有用材料，而一旦由生产过程中排出就成为最有害的物质。PCB制板镀覆废液的综合利用不仅是为了减少排出造成的损失，从防止污染及降低污水处理的成本角度来看也是非常有意义的。金的回收金是化学上最稳定的金属，它具有良好的装饰性、耐蚀性、减磨性、抗变色和抗高温氧化的能力，还具有接触电阻小和优良的钎焊性。因为它的产量极少，所以在利用它时，要考虑如何以最少的量来最大限度地发挥它的性质。01①将含金废液加热到80—90℃，不断搅拌下缓慢加入氯化亚铁溶液，反应如下；Au3++3Fe2+==3Fe3++Au↓随着金离子不断被还原，溶液的颜色由黄色逐渐变为综红色，金粉沉于底部。继续加入过量的氧化亚铁溶液，静置数小时。取静止分层液两滴，加1%赤血盐两滴，现蓝色，表明金已被全部还原。倒去上部清液，减压法抽滤，下部为土黄色金粉沉淀。②酸洗、水洗：将1∶2.5的盐酸溶液加入金粉中煮沸，搅拌5分钟，倾去上部溶液，如此反复3—5次，至不呈现黄色为止。用蒸馏水多次冲洗金粉，至洗出的水pH值约为7时为止③烘干：将水洗后的金粉置于烘干箱中烘干，得桔黄色海绵粒状金渣。④溶铸：将金粉置于石英坩埚内，于高温管式电炉内加热到1200℃左右，溶化后注入石墨模中铸为金锭。若金粉不钝，溶化时可加入硼砂，但不宜用石英坩埚，可将金粉置石墨坩埚中熔铸。02在良好的通风条件下，把废金镀液注入瓷皿中，加热蒸发至粘稠状，用五倍蒸馏水稀释，在不断搅拌下加入用盐酸酸化过的硫酸亚铁，直至不再析出沉淀为止。金呈现黑色的粉状沉淀在瓷皿底部。将沉淀物先用盐酸，后用硝酸煮一下，然后清洗烘干。若能在700—800℃焙烧30分钟更好。03在良好的通风条件下，用盐酸调废金镀液的PH=1左右。把溶液加热到70—80℃在不断搅拌下加入锌粉，至溶液变成透明黄白色，有大量金粉被沉淀下来为止。在这过程中，保持PH=1左右。此后的处理方法与2相同。04不合格金镀层的退除，不合格的金镀层应尽可能补镀，只有在无法挽救时才进行退除。PCB不合格的金镀层可用含氰化物50—60g/l的碱性退金液退除。这种退金液退镀速度快且不伤害镍基体，溶金量可达25g/l，操作温度30--50℃退金后的镍镀经过后可继续镀金。银的回收（1）银也是贵重金属之一，对废液中银的回收方法如下：将废液用20%的氢氧化钠调节PH值在8—9之间，然后加入硫化钠溶液，使之生成硫化银沉淀；2Ag++Na2S==Ag2S↓+2Na+↓01（2）用水洗涤硫化银沉淀至无残余硫化钠为止，滤去水份后，把硫化银放在坩中，加热至800—900℃进行脱硫，取出冷却。02（3）以银渣100份（重量），加硼砂10份、氯化钠5份搅和后再用坩埚灼烧至粗制银。03（4）用硝酸溶解粗制银，使之成为硝酸银溶液，再用活性炭脱色，过滤。04（5）将滤液浓缩至有硝酸银结晶析出时，转用吸滤法使硝酸银结晶全部析出吸干。最后把结晶的硝酸银放干燥器内干燥后，即可使用。若所得硝酸银的纯度不高，可用多次结晶提高纯度。钯的回收钯也是贵重金属之一，对废液中钯的回收方法：在含钯废液中，加入浓氨水，使钯完全被氨铬后，然后加入浓盐酸，生成二氯二氨基钯盐沉淀，再进行过滤及清洗后，可作为化工原料出卖。镍的回收在含镍废液中，加入硫酸，调节溶液PH值为2—3，滤去不溶杂质。然后加热浓缩，在30℃以下结晶48小时以上。制得粗制硫酸镍。滤液循环使用。粗制硫酸镍经过重结晶，除杂质。最后用化学纯硫酸调整PH值为2—3。用钛质蒸发锅蒸发溶液至50—52Be°。在30℃以下无灰尘的室内自然结晶48小时后，即得精制硫酸镍。将精制后的结晶硫酸镍放在带麻点孔的塑料沥干筐内。在通风干净处沥干5-10天，即可检验包装。铜的回收①从不含螯合物的含铜废液中回收铜。在含铜废液中加入过量的铁屑，控制溶液温度30--50℃，反应1小时左右待反应完毕，取出铁屑，将置换的铜过滤、洗净、烘干即得金属铜粉，纯度达99%以上。②从含有螯合剂的铜废液中回收铜。在含铜废液中，调整PH值至11以上，加入超过铜离子量的氢氧化钙，同时搅拌溶液，生成氢氧化铜沉淀、过滤、洗涤、沉淀。向沉淀中加入适量硫酸，然后蒸发结晶。取出结晶，干燥后即得硫酸铜晶体。原文来自于网络。

输入失调电压(OffsetVoltage，VOS)定义：在运放开环使用时，加载在两个输入端之间的直流电压使得放大器直流输出电压为0。优劣范围：1µV以下，属于极优秀的。100µV以下的属于较好的。最大的有几十mV。对策：1、选择VOS远小于被测直流量的放大器，2、过运放的调零措施消除这个影响3、如果你仅关心被测信号中的交变成分，你可以在输入端和输出端增加交流耦合电路，将其消除。如果IB1=IB2，那么选择R1=R2//RF，可以使电流形成的失调电压会消失。但实际中IB1=IB2很难满足失调电压漂移(OffsetVoltageDrift)定义：当温度变化(µV/°C)、时间持续(µV/MO)、供电电压(µV/V)等自变量变化时，输入失调电压会发生变化。后果：很严重。因为它不能被调零端调零，即便调零完成，它还会带来新的失调。对策：第一，就是选择高稳定性，也就是上述漂移系数较小的运放。第二，有些运放具有自归零技术，它能不断地测量失调并在处理信号过程中把当前失调电压减掉。输入偏置电流(Inputbiascurrent，IB)定义：当输出维持在规定的电平时，两个输入端流进电流的平均值。Ib=(Ib1+Ib2)/2优劣范围：60fA~100µA。后果：第一，当用放大器接成跨阻放大测量外部微小电流时，过大的输入偏置电流会分掉被测电流，使测量失准。第二，当放大器输入端通过一个电阻接地时，这个电流将在电阻上产生不期望的输入电压。对策：为避免输入偏置电流对放大电路的影响，最主要的措施是选择IB较小的放大器。输入失调电流(Inputoffsetcurrent，IOS)定义：当输出维持在规定的电平时，两个输入端流进电流的差值。优劣范围：20fA~100µA。Ib=Ib1-Ib2后果：失调电流的存在，说明两个输入端客观存在的电流有差异，无法用外部电阻实现匹配抵消偏置电流的影响。噪声指标(Noise)运放常见的噪声根源有两类，一类为1/f噪声，其电能力密度曲线随着频率的上升而下降;一类为白噪声，或者叫平坦噪声，其电能力密度曲线是一条直线，与频率无关。如何根据datasheet估算运放的噪声?如何计算电阻的噪声??噪声的有效值和峰峰值关系：噪声峰峰值为噪声有效值的6.6倍。输入电压范围(InputVoltageRange)定义：保证运算放大器正常工作的最大输入电压范围。也称为共模输入电压范围。当运放最大输入电压范围与电源范围比较接近时，比如相差0.1V甚至相等、超过，都可以叫“输入轨至轨”，表示为Rail-to-railinput，或RRI。理解：运放的两个输入端，任何一个的输入电压超过此范围，都将引起运放的失效。注意，超出此范围并不代表运放会被烧毁，但绝对参数中出现的此值是坚决不能超过的。输出电压范围(VOH/VOL或者Swingfromrail)定义：在给定电源电压和负载情况下，输出能够达到的最大电压范围。当运放的输出范围已经接近于电源电压范围时，就自称“输出轨至轨”，表示为Rail-to-railoutput，或RRO。理解：在没有额外的储能元件情况下，运放的输出电压不可能超过电源电压范围，随着负载的加重，输出最大值与电源电压的差异会越大。输出电压范围，或者输出至轨电压有如下特点：1)正至轨电压与负至轨电压的绝对值可能不一致，但一般情况下数量级相同;2)至轨电压与负载密切相关，负载越重(阻抗小)至轨电压越大;3)至轨电压与信号频率相关，频率越高，至轨电压越大，甚至会突然大幅度下降;4)至轨电压在20mV以内，属于非常优秀。5)RRIO(输入输出均轨至轨)

我们先来用下图了解一下元器件的分类：有关元器件储存期的定义：储存期ts：元器件从生产完成并检验合格后至装机前在一定的环境条件下存放的时间。有效储存期tvS:一定质量等级的元器件在规定的储存环境条件下存放，其批质量能满足要求的期限。基本有效储存期tBVS:未考虑元器件质量等级的有效储存期。储存质量系数CSQ:根据元器件的不同质量等级，对基本有效储存期的调整系数。超期复验:超过有效储存期的元器件，在装机前应进行的一系列检验。继续有效期:超期复验合格的元器件在规定的储存环境条件下存放，其批质量能满足要求的期限。元器件储存期计算：元器件的储存期的起始日期通常按以下原则计算获得。1、经过二次(补充)筛选，其筛选项目和条件不少于相关规定的相应超期复验中非破坏性检验项目，且二次(补充)筛选完成日期或生产日期不超过12个月的元器件，可按二次(补充)筛选报告上(批合格)筛选完成的日期计算。2、元器件上打印的生产日期(或星期)代码(号)，如进口器件代码“9908”表示1999年第8周生产；凡仅有年月而无日期的均按该月15日计算(如果为星期代号，则按星期四的日期计算）。3、按产品合格证上的检验日期计算。4、按包装容器上的包装日期提前一个月计算。5、按元器件验收日期提前两个月计算，如果验收时能确定元器件的生产日期，则应按生产日期计算。当得到元器件的储存期的起始日期后，元器件的储存期即是从元器件储存的起始日期至预定装机日期的时间。元器件有效储存期:元器件的有效储存期与元器件的材料、结构和储存的环境条件有关。不同类别的元器件由于结构等差异，其有效储存期也将有所不同。有些元器件的产品规范(总规范或详细规范)中规定了元器件的储存期限，这些规定的期限在一定程度上就是“有效储存期”。较早的美国军用军标准MIL-S-19500E《半导体器件总规范》中规定了库存超过12个月的半导体分立器件，交货时要进行重新检验的程序，可以认为标准规定了半导体分立器件的“有效储存期”为12个月；而20世纪90年代发布的MIL-S-19500J规定了库存超过36个月的半导体分立器件，交货时要进行重新检验的程序，表明随着半导体器件制造技术的进步，半导体分立器件的“有效储存期”亦随之延长。美国军用标准MIL-M38510《微电路总规范》规定了微电路的“有效储存期”:20世纪80年代时为24个月，20世纪90年代已延长为36个月。此外，欧洲空间局(ESA)标准ESAPSS01-60《ESA空间系统的元器件选择、采购和控制》以及欧洲空间标准化合作组织(ECSS)标准ECSS-Q-60A《空间产品保证电子、电气和机电元器件》均规定了从制成到预计装机日期超过了60个月的库存元器件，装机前应进行复验程序。目前我国军用“七专”元器件，也有部分元器件的技术条件规定了“有效储存期”。如QZJ840620规定了射频插头座在环境温度为5℃-35℃、相对湿度不大于80%的库房中储存60个月内应具有使用性；QZJ840621规定了石英谐振器出厂后，在正常的存放条件下，96个月内的频率变化应在补充技术条件规定的范围内。有效储存期作为元器件的质量指标应该由元器件生产厂家给出，而大多数国内生产厂家要做到这一点还存在一定的困难。在元器件生产厂家不能提供的情况下，通常在总结经验的基础上，参照国内外经验自行规定元器件的有效储存期。元器件的有效储存期与储存的环境条件有关，但在美军标准及欧洲空间机构的同类标准都未说明36个月或60个月是在怎样的储存环境下的有效储存期。对此只能理解为欧美的仓库环境条件较好，或已达到相当于I类的储存环境条件。不同的元器件其结构和材料等有一定的差异，所以其有效储存期也不尽相同，欧洲空间机构类似的标准化文件将元器件的有效储存期一律定为60个月，这种做法不一定很科学。元器件的有效储存期与元器件的质量等级有关，但在美军标准及欧洲空间机构的类似标准中都未说明元器件的质量等级。

元件封装起着安装、固定、密封、保护芯片及增强电热性能等方面的作用。同时，通过芯片上的接点用导线连接到封装外壳的引脚上，这些引脚又通过印刷电路板上的导线与其他器件相连接，从而实现内部芯片与外部电路的连接。因此，芯片必须与外界隔离，以防止空气中的杂质对芯片电路的腐蚀而造成电气性能下降。而且封装后的芯片也更便于安装和运输。由于封装的好坏，直接影响到芯片自身性能的发挥和与之连接的PCB设计和制造，所以封装技术至关重要。衡量一个芯片封装技术先进与否的重要指标是：芯片面积与封装面积之比，这个比值越接近1越好。▍封装时主要考虑的因素：芯片面积与封装面积之比，为提高封装效率，尽量接近1:1。引脚要尽量短以减少延迟，引脚间的距离尽量远，以保证互不干扰，提高性能。基于散热的要求，封装越薄越好。▍封装大致经过了如下发展进程：结构方面。TO→DIP→PLCC→QFP→BGA→CSP。材料方面。金属、陶瓷→陶瓷、塑料→塑料。引脚形状。长引线直插→短引线或无引线贴装→球状凸点。装配方式。通孔插装→表面组装→直接安装。▍以下为具体的封装形式介绍：SOP/SOIC封装SOP是英文SmallOutlinePackage的缩写，即小外形封装。SOP封装SOP封装技术由1968～1969年菲利浦公司开发成功，以后逐渐派生出：SOJ，J型引脚小外形封装TSOP，薄小外形封装VSOP，甚小外形封装SSOP，缩小型SOPTSSOP，薄的缩小型SOPSOT，小外形晶体管SOIC，小外形集成电路DIP封装DIP是英文“DoubleIn-linePackage”的缩写，即双列直插式封装。DIP封装插装型封装之一，引脚从封装两侧引出，封装材料有塑料和陶瓷两种。DIP是最普及的插装型封装，应用范围包括标准逻辑IC，存贮器LSI，微机电路等。PLCC封装PLCC是英文“PlasticLeadedChipCarrier”的缩写，即塑封J引线芯片封装。PLCC封装PLCC封装方式，外形呈正方形，32脚封装，四周都有管脚，外形尺寸比DIP封装小得多。PLCC封装适合用SMT表面安装技术在PCB上安装布线，具有外形尺寸小、可靠性高的优点。04TQFP封装TQFP是英文“ThinQuadFlatPackage”的缩写，即薄塑封四角扁平封装。四边扁平封装工艺能有效利用空间，从而降低对印刷电路板空间大小的要求。TQFP封装由于缩小了高度和体积，这种封装工艺非常适合对空间要求较高的应用，如PCMCIA卡和网络器件。几乎所有ALTERA的CPLD/FPGA都有TQFP封装。PQFP封装PQFP是英文“PlasticQuadFlatPackage”的缩写，即塑封四角扁平封装。PQFP封装PQFP封装的芯片引脚之间距离很小，管脚很细。一般大规模或超大规模集成电路采用这种封装形式，其引脚数一般都在100以上。TSOP封装TSOP是英文“ThinSmallOutlinePackage”的缩写，即薄型小尺寸封装。TSOP内存封装技术的一个典型特征就是在封装芯片的周围做出引脚。TSOP适合用SMT(表面安装)技术在PCB上安装布线。TSOP封装TSOP封装外形，寄生参数(电流大幅度变化时，引起输出电压扰动)减小，适合高频应用，操作比较方便，可靠性也比较高。BGA封装BGA是英文“BallGridArrayPackage”的缩写，即球栅阵列封装。20世纪90年代，随着技术的进步，芯片集成度不断提高，I/O引脚数急剧增加，功耗也随之增大，对集成电路封装的要求也更加严格。为了满足发展的需要，BGA封装开始被应用于生产。BGA封装采用BGA技术封装的内存，可以使内存在体积不变的情况下内存容量提高两到三倍，BGA与TSOP相比，具有更小的体积，更好的散热性和电性能。BGA封装技术使每平方英寸的存储量有了很大提升，采用BGA封装技术的内存产品在相同容量下，体积只有TSOP封装的三分之一。另外，与传统TSOP封装方式相比，BGA封装方式有更加快速和有效的散热途径。BGA封装的I/O端子以圆形或柱状焊点按阵列形式分布在封装下面，BGA技术的优点是I/O引脚数虽然增加了，但引脚间距并没有减小反而增加了，从而提高了组装成品率。虽然它的功耗增加，但BGA能用可控塌陷芯片法焊接，从而可以改善它的电热性能。厚度和重量都较以前的封装技术有所减少;寄生参数减小，信号传输延迟小，使用频率大大提高;组装可用共面焊接，可靠性高。TinyBGA封装说到BGA封装，就不能不提Kingmax公司的专利TinyBGA技术。TinyBGA英文全称为“TinyBallGrid”，属于是BGA封装技术的一个分支，是Kingmax公司于1998年8月开发成功的。其芯片面积与封装面积之比不小于1:1.14，可以使内存在体积不变的情况下内存容量提高2～3倍。与TSOP封装产品相比，其具有更小的体积、更好的散热性能和电性能。采用TinyBGA封装技术的内存产品，在相同容量情况下体积，只有TSOP封装的1/3。TSOP封装内存的引脚是由芯片四周引出的，而TinyBGA则是由芯片中心方向引出。这种方式有效地缩短了信号的传导距离，信号传输线的长度仅是传统的TSOP技术的1/4，因此信号的衰减也随之减少。这样不仅大幅提升了芯片的抗干扰、抗噪性能，而且提高了电性能。采用TinyBGA封装芯片可抗高达300MHz的外频，而采用传统TSOP封装技术最高只可抗150MHz的外频。TinyBGA封装的内存其厚度也更薄(封装高度小于0.8mm)，从金属基板到散热体的有效散热路径仅有0.36mm。因此，TinyBGA内存拥有更高的热传导效率，非常适用于长时间运行的系统，稳定性极佳。QFP封装QFP是“QuadFlatPackage”的缩写，即小型方块平面封装。QFP封装在早期的显卡上使用的比较频繁，但少有速度在4ns以上的QFP封装显存，因为工艺和性能的问题，目前已经逐渐被TSOP-II和BGA所取代。QFP封装在颗粒四周都带有针脚，识别起来相当明显。四侧引脚扁平封装。表面贴装型封装之一，引脚从四个侧面引出呈海鸥翼(L)型。QFP封装基材有陶瓷、金属和塑料三种。从数量上看，塑料封装占绝大部分。当没有特别表示出材料时，多数情况为塑料QFP。塑料QFP是最普及的多引脚LSI封装，不仅用于微处理器，门陈列等数字逻辑LSI电路，而且也用于VTR信号处理、音响信号处理等模拟LSI电路。引脚中心距有1.0mm、0.8mm、0.65mm、0.5mm、0.4mm、0.3mm等多种规格，0.65mm中心距规格中最多引脚数为304。

T12白光烙铁也是电子DIY中一个非常经典的项目，以至于T12白光DIY烙铁也是广大爱好者和专业人员的标配工具；T12的整个电路可以说是一个标准的温控系统，因此把代码稍微改制，就可以实现各种温控器的方案；T12目前大多数采用12864的OLED方案在做，少数低端的还在使用数码管，为了彰显豪华版的T12，我们决定拿2.8吋的shmictrl液晶屏来做，这样显示就可以足够豪华为了做这个项目，某宝上买了一个最低档的套件，说实话，就是买个手柄，怕烫到自己。好了，废话不多说，上图：利用原来的外壳做个一个支架，连接屏幕。电路上采用标准的T12控制：PWM信号控制MOS给烙铁头加热烙铁头热电偶信号放大：一个标准的运算放大电路，放大信号约200倍电源部分：40V以下均可以输入，转成5V，供屏幕和单片机使用其中C12预留焊盘全部的原理图，请参见底部实际PCB以及接法图中预留了ESP12s的位置，理论上可以做成物联网烙铁，但是没有什么实际用途，只是预留。核心控制算法有人觉得控制算法很神秘，其实很简单；intTAD=0;//温度AD值intpwm=327;//占空比一半intsetupAD=900;//设置的AD值voidctrl0(){if(TADpwm=65535;//100%}else{if(TAD>setupAD){pwm=100;//基本相当于关闭}else{//自动计算PWMpwm=(setupAD-TAD)*65535/100;}}}这个函数就是控制算法，可以看到总共没有几行代码，大致的意思是每次获取温度测量的AD值(TAD)之后，调用一下本函数，根据目标AD值（setupAD)来计算一下需要加热的PWM占空比；可以看到，当TAD与目标setupAD差值比较大的时候，100%全力加热；当100以内，根据差值大小动态按比例调整PWM值；当温度超过预设温度时，给一个非常小的PWM维护，当然也可以测底关闭；当然这只是原理，实际请参见源代码，多个几个分组。界面：实际效果：从80度上升到250度，实际焊接无明显降温。50度上升到450度。文章来源于网络

我们已经使用NPN晶体管创建了一个触摸开关。但是该开关只有一种功能可以开启电路，而没有断开电源就无法关闭电路。在此电路中，我们将构建一个具有ON和OFF功能的触摸开关。我们将在该电路中使用一个名为IRFZ44的N沟道MOSFET晶体管。您可以在下图中看到IRFZ44晶体管的引脚排列和物理外观。关键零件我们将需要以下组件来构建此电路。68Ω电阻IRFZ44MOSFETLED电路线所需工具：烙铁铁架助焊剂老虎钳电路图该电路中只有三个组件。我们可以使用铜板作为触摸板。这些垫之间应有几毫米的间距。分步指南：步骤1：安排组件步骤2：将68Ω电阻器焊接到IRFz44MOSFET的漏极引脚。步骤3：如电路图所示，连接LED和电源连接器。步骤4：电路准备就绪，您可以连接电池并测试电路。这个电路是如何工作的？当有人触摸OnPad时，小电流将流过该人的身体，到达IRFZ44晶体管的栅极，从而与地面产生小的电压差。这将触发晶体管，导致LED点亮。当“关闭”焊盘接触时，IRFZ44的栅极将接地，从而使晶体管关闭LED。结论该电路可用于需要触摸开关控制的各种项目，如台灯，照明系统等，是不是很有趣，加入我们，分享知识，硬件改变世界。文章来源hackaday

作为老式技术（特别是LED和显示器）的收集者，我很高兴在一年前从ebay上的一位卖家那里找到了这些罕见的7段显示器。他们有一个很棒的历史，它来自肯尼迪航天中心发射控制中心/火箭发射控制室的倒计时时钟/计时器之一，很可能是在阿波罗/土星五号的月球发射中使用的！我购买了2种不同的读数显示器，目的是弄清楚如何使用现代LED技术和微控制器将它们点亮，并最终建立一些类似于原始单元的时钟/计时器。如果说每位数字配件的价格在200美元以上，那这个项目本身的代价也非常高，而使用这些罕见的人工制品建造的时钟更令人望而却步。所以我希望通过3D打印和一些现代技术的便利，我可以构建足够的复制品以构建6位数的时钟，并使其他人可以参考设计出完整的作品。据估计，我购买的这些陈列品已有50多年的历史了，据卖方称，他是查尔斯·H·贝尔的藏品，他显然负责KSC访客中心/博物馆的控制室的物件更新。初步检查使我相信，它们使用7个白炽灯照亮了各个部分，尽管我尚未确定哪种类型–1969年左右时可用的早期LED很少。“TypeA”（左）；“TypeB”（右侧）。显示器由坚固的铝块加工而成，并具有散热器/散热片-假设如果确实使用白炽灯，则它们会变热并需要散发热量。显示矮胖的散热片和薄的前罩较小型的显示器（我将称为TYPEA）使用带有裁切面罩的金属板和某种扩散器-它非常薄，看起来像玻璃纤维或非常多的PCB。我不确定如何创建遮罩，但看起来好像是从看起来像黄铜或铜的金属材料上蚀刻出来的，然后焊接到主板上。生产包括3个主要零件的复制品组件的初步构想。（1）面罩：（a）多层掩模，其激光切割乙烯基粘贴在薄的扩散材料上。（b）黑色PCB带有用于段的预切切割孔（c）激光切割的丙烯酸树脂填充有不透明的环氧树脂填充段（2）主体/外壳罩：带灯孔的3D打印塑料体。（3）背板PCB背板PCB用于焊接LED灯，电阻器和接线，PCB将通过8束线束连接。进一步的改进将是在每个数字上放置一个专用的微控制器，例如德州仪器（TI）TIL-311或惠普（HewlettPackard）锁存的BCD显示器，以减少布线负担。点亮原始的“A型”显示器。经过各种实验，使LED穿过孔，我决定使用5mm扩散白光LED，并开始在原型PCB上标记孔的位置。下一个任务是将LED布置在靠近孔位置的位置，并以公共阴极配置连接，我直接在背面焊接了7个限流电阻（200欧姆），并通过单芯连接线制成了连接线。A型外壳和原型LED模块的后视图所有分段均亮起方便起见，我已经基于Arduinopromini构建了一个7段numitron/pinlites测试仪（项目即将推出），因此已将其用于初始测试。7段显示测试仪已接线LED亮起以显示编号5进一步的开发正在进行中，我在测试中以0-9点亮了分段的各种照片，并在测试中使用了一些字母数字字符-也许有人可以使用这些图像制作虚拟时钟。较大的显示器（称为B型）使用内部反射光散射来照亮片段，并且内部的空腔涂有白色涂料。推测侧面发射灯最适合这种设计。为了将来的发展，我可能会考虑使用扩散环氧树脂填充段，纸片或一些不透明的激光切割丙烯酸镜片。B型显示屏以及垫片和端部支撑（正视图）B型显示器的后视图以及隔板和端部支撑。文章来源hackaday

一个成年人，如果工作时间少、睡觉时间多，要么是病人，要么是懒人，多被认为是不好的。相反，一个电子系统，如果工作时间少、睡觉时间多，多半属于好的设计，因为它节能省电。电子系统在工作和睡眠时都会耗电，但可能会有很大差别。有的系统睡眠状态的消耗几乎接近于零，我们用的笔记本电脑就是这样，合起来就可以拿走，还可以用这样的状态代替关机，下次再用时很快可以恢复原貌。满足这种极端需求的电源系统需要在工作时很强大，睡眠时可以关掉一部分，持续工作的部分则要消耗最小化。需要将睡眠时的消耗降到极小的系统在设计时可以考虑使用下面的两款Buck器件，它们的静态电流消耗只有几百nA，甚至还带有负载开关，因而可以在轻载情况下获得极高的效率，对延长电池使用时间非常有利。•360nA之RT5707/ART5707和RT5707A的输入电压范围为2.2V-5.5V，输出电压范围分别为1.2V-3.3V和0.7V-3.1V，负载能力分别为600mA和400mA，可以支持峰值电流为分别为1A和0.5A的应用，支持100%占空比应用（意味着输入、输出压差可以非常低）。这些参数其实都很平常，值得关注的是它们的静态电流消耗典型值只有360nA，因而可以取得非常好的轻载效率。先来看看简化的原理图：这个电路太简单了，唯一值得说道的是VSEL1/2/3这三个端子，它们的连接状态可以决定输出电压，两者之间的对应关系如下表所示：其中，VSEL1/2/3的状态1表示连接VIN，状态0表示连接GND。实际上，1代表的是高电平，0代表的是低电平，假如你要建立一个输出电压可调的电源系统，把这几个端子和MCU的GPIO端子连接起来就可以了。假如你有多种电压的应用，备货却只需要一种，只是在不同的应用中有不同的连接方式，这对减轻库存压力有很大好处。RT5707/A的封装是晶圆级的WL-CSP-8B（没有我们常见的塑封材料外壳），平面尺寸仅有0.9mmX1.6mm，包括焊球在内的最大厚度只有0.6mm，用在空间极其有限的穿戴式装备中真是太恰当不过了。RT5707/A能实现超低静态电流的原因是它采用一种被称为HCOT的控制架构，其中的H代表的是Hysteretic，也就是我们常说的滞回式或迟滞式；COT则是ConstantOnTime的缩写，即固定导通时间。很显然，H的部分给了它低耗电特性，COT则给了它快速响应特性，这是从好的方面来看的。从不好的方面来看，H会带来较高的纹波，对某些应用来说需要考察其适应性。下面就来看看规格书提供的3.3V输出时的纹波数据统计图：从中可以看出，轻载条件下的纹波较大（H模式），重载以后纹波就大幅度下降了，因为前者是电流不连续状态，后者是电流连续状态。输入电压不同时，纹波表现不一样，输入电压越低，纹波数值也越低，这种特性涉及到的是在能够达成的最短导通时间内充入电感和输出电容的能量的多少问题。重载情况下的纹波表现就趋于一致了，因为电感电流已经连续了。从实用的角度看，大多数应用在轻载时对纹波的要求其实是不高的，所以这里看到的特性中的不良部分对应用的影响并不大。现在来看看效率表现：两幅图分别对应不同的输出电压，输出电压越高则效率也越高，这是由物理规律决定的，我们无法改变此特性。重点在于无论是轻载或重载，它的效率都很好，尤其是轻载效率高到一般器件完全无法达到的程度，因而是短时工作、长时待机应用的理想选择。•600nA之RT5705RT5705与RT5707/A类似，但是有它特别的地方：一是输出电压可以设定出16种值（1.8V-3.3V，步进值为0.1V），负载能力为1A；二是多了一个负载开关，可以将开关以后的负载供电完全切断而只是保持主输出的有效；三是多了一个PowerGood状态指示输出，可以用于需要时序管理的应用中，或者就是单纯地做一个状态指示。因此，它的电路图画出来以后就是下图这个样子，其中含有主负载（如MCU）和子负载（如WIFI模组、传感器）的标识框，说明了系统不同部分之间的关系。由于多了一些功能，RT5705的静态消耗也高一些，为600nA，但仍然是一个很小的数值。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

RT6203E/RT6203F是采用带有外露式散热焊盘的SOP-8封装的ACOTTM架构同步Buck转换器，输入电压范围为4.5V-18V，工作频率700kHz，负载能力为6A，输出电压可调范围为0.6V-1.62V，可通过I2C接口输入指令对其输出电压、过流保护阈值、过热保护阈值、开关机状态和电压动态变化速度等参数进行设定，预设软启动时间因型号而有差别(F:950µs/E:1100µs)，响应速度快，可与陶瓷输出电容配合稳定工作。除了软启动时间不一样以外，RT6203E和RT6203F的其他特性都是一样的，所以这样的电路图对两者都是适用的。它们都采用ACOTTM控制架构，因而都具有很高的瞬态响应速度，能使用具有低ESR特性的陶瓷电容作为输出电容，具有几乎恒定的700kHz工作频率，但在轻载条件下又都能进入PSM工作模式以改善工作效率，这时候的工作频率和负载大小就是密切相关的，两者之间成正比关系，这是由于RT6203E/F在工作时会对电感电流进行检测，一旦该电流下降到0，下桥开关就会截止，而决定上桥开关导通的条件是由反馈电压和参考电压的比较结果决定的，轻负载降低了输出电压的下降速度，反馈电压又是正比于输出电压的，所以轻负载下反馈电压下降到参考电压的速度也降低了，上桥开关导通的机会相应减少，这就使得实际的工作频率降低了。RT6203E/F没有常见的反馈端FB，它的反馈端就是输出电压检测端VOUT，这样定义的端子在线性稳压器中一般就是输出端，但在这里是完全不一样的反馈端，从下面的内部框图可以看到它是连接到内部的比较器输入端的：内部比较器的另外一个输入端连接到了DACOUT，它是数模转换器的输出端。数模转换器的输入是来自I2C总线的VID编码，编码决定的DAC输出范围是0.6V~1.2V，这个范围决定了RT6203E/F的输出电压范围也是0.6V~1.2V。如果我们将某个高性能的FPGA、ASIC或是DSP作为RT6203E/F的负载，则可以根据该负载的需要随时修改RT6203E/F的输出电压。有的人可能很难理解一个高端处理器的工作电压为什么要做动态调整，这里我们可以从一个侧面来做个简单的推理。下图是RT6203E的规格书提供的一幅瞬态响应波形图：转换器的输出电压设定为1.1V，负载电流在图中显示的时间段内发生了一次3A到6A的跳变，这在输出电压上形成了一次大约35mV的电压下坠。一个好的转换器总是根据负载的需求来提供其输出，当负载电流为3A的时候，Buck转换器的电感电流的均值便是3A，超出和低于的部分都是转换过程的微观部分而已，通过选择适当的工作频率和器件参数便可对其进行适当的控制，最终使得输出电压的变化范围不会是很大，那也就是我们通常所说的输出电压纹波。负载的突然变化造成的影响是不能得到转换器的及时响应的，这时候就需要输出电容里的储能来弥补，而这样就造成了输出电压的下坠。设计良好的转换器能快速感知到这一变化，尽可能快地打开上桥为输出补充能量，ACOT架构在这方面就表现出明显的优势，因为当新增负载电流出现的时候，输出电容的ESR就会把它变成电压纹波呈现出来，器件内部的比较器一旦发现反馈电压低于参考电压，一次新的导通过程就会立马发生，新的能量补充过程就开始了，这个过程会反复进行到反馈电压高于参考电压为止。由于响应速度快，所以就能得到电压下坠幅度很低的效果，持续的时间也会很短。负载的跳变所导致的电压下坠与负载的变化速度以及变化的幅度都有关系，负载变化速度快，则相对应的转换器响应速度便显得低了，积累起来的电压下坠幅度就会比较大；负载变化幅度大，则导致的电压下坠幅度便会加大，最终都是形成电压变化大的效果。这种情形在高性能处理器的应用中是普遍存在的，因为数字处理器在静态时是不太耗电的，但一动起来就会有巨大的电流出现，因为内部的开关元件太多了，每一次开关都意味着消耗的发生，如果为之供电的转换器的输出电压非常靠近它工作电压的下限，当它从静态突然进入满负荷工作的动态时，供电电压就可能跌穿其底部阈值，错误的状态就可能发生，这样就可能带来灾难性的后果。当转换器的输出电压是可以动态调整的以后，处理器就可以根据自己的工作安排动态调整转换器的输出电压，使得自身的工作状态的变化不会造成电源电压超出自身的安全区域。上面所说的是电流从低到高跳变的影响以及转换器的应对措施，我们仔细观察瞬态响应波形图也能看到电流从高到低跳变的影响，输出电压波形会发生隆起的上冲现象，这也会在高性能处理器的工作中带来影响，但细节我们就不再描述了，读者可以从相反的角度自己推理一下来进行理解。当RT6203E/F接收到新的VID编码的时候，其输出电压从原有的值改变到新值的速度是可调的，它共有Code/1µs~Code/8µs8个级别可选，其中的Code即是VID编码，从0.6V到1.62V共有77个可选VID，下图便是通过VID编码让输出电压从0.6V改变到1.62V的过程展示，所用速度是Code/1µs，你可以看一下其变化时间是不是与你的预期相符。如果你觉得上面这幅图里的时间不太容易计算，那可以用下面这幅图来验证一下你的估算是否正确，因为它的时间分辨率更高，我估计你能算得更精确一点，只是要注意这幅图展示的过程是上图的逆过程。在我看来，思考器件中的设计逻辑是很有趣的，我在刚开始工作的时候便喜欢做这样的事情，到了现在也还没有改变这一习惯。计算一下上面图中的时间则纯属好玩，以游戏的心态做事，不仅不累，还很轻松，还可以看看设计者是否在骗你，看看它是否真的做到了它所说的东西，真的是一举多得，你觉得呢？文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

二战期间，空战激烈，很多飞行员无法返航。为了降低伤亡率，盟军试图对战斗机进行加固处理，在研究了大量返航的战斗机之后，人们发现飞机上的弹痕是这样分布的:海军分析中心的工作人员看到飞机的弹孔大多集中在机翼和尾部，于是建议对这些受损最严重的地方进行加固处理，而统计学家亚伯拉罕•沃尔德（AbrahamWald)却从这些数据中得出了一个跟直觉完全相反的结论，他认为机舱和发动机等看似毫发无损的地方更危险，因为这些区域一旦被击中，飞机失事坠毁的事情就很难避免，而统计数据都来源于战斗中幸存下来的飞机，它们并未遭受到致命的袭击。事实证明他的看法才是正确的，按照他的建议实施加固以后的战斗机的坠亡率得到了有效降低。在这个案例中，死掉的数据不会开口讲话，分析结论也就出现了偏差，这种偏差被人们称作“幸存者偏差”。在统计学中，幸存者偏差属于一种逻辑谬误，指的是我们忽略了数据筛选过程中的逻辑陷阱，从而导致了结论的错误。最近这个问题受到关注，是因为今年的高考题里出现了这个案例：阅读下面的材料，根据要求写作。（60分）“二战”期间，为了加强对战机的防护，英美军方调查了作战后幸存飞机上弹痕的分布，决定哪里弹痕多就加强哪里。然而统计学家沃德力排众议，指出更应该注意弹痕少的部位，因为这些部位受到重创的战机，很难有机会返航，而这部分数据被忽略了。事实证明，沃德是正确的。要求：综合材料内容及含意，选好角度，确定立意，明确文体，自拟标题，不要套作，不得抄袭，不得泄露个人信息；不少于800字。面对这样的题目，假如是我在参加高考，回想自己参加高考时的状态，估计这60分要被我得到还是比较难的，不知咱们的读者是否有信心获得高分？在我看来，现实中的幸存者偏差是很容易出现的。例如，比尔盖茨是退学以后创业成功的，所以有人便推崇退学创业，完全看不到大多数退学创业的人都失败了的事实。有人没有读多少书却取得了商业上的成功，而大部分读了很多书的人却在辛苦打工，于是人们便说读书无用，还是早点经商的好。有人依靠假冒伪劣产品发了财，很多行正道的人却在辛苦工作，于是人们便也投身到假冒伪劣的领域里折腾，完全看不到那些从事假冒伪劣发了财的人只是过去的善业带来的果报在此刻呈现了，今天的假冒伪劣行为正在给他们的未来埋下灾难的种子，早晚一天会有对应的果报现前的。一个企业看到什么好卖就去做什么不知能否算作是出现了幸存者偏差，但至少去做这样的思考是有价值的。举例而言，市售的车载充电器多半采用Buck架构，因为汽车用的蓄电池是12V的，最高电压在16V左右，而大部分手机需要的电源电压都是5V，所以采用Buck架构就是非常合理的选择，于是5V输出的Buck架构充电器也就满天飞了，如果有谁在此时要用Buck-Boost架构来做车载充电器，看起来就有点不合时宜了，但是现在似乎正是投入精力开发这种产品的时候。为什么这样说呢？因为汽车正在成为我们呆的时间越来越多的地方，我们在里面使用各种电子设备的机会也越来越多，而它们所要求的电源规格却是各自不同的。以最常用的手机来说，传统的手机用5V电源就足够了，但现在具备快充能力的手机则有的使用9V、12V或更高的电压，有的则直接通过手机接口对电池进行充电，因而需要使用大约3V-4.35V的电压，这时再使用标准的5V输出充电器就不能满足需要了。还有一种很常见的需求是为笔记本电脑供电，传统的做法是先将12V直流电源转换为220V交流电，再通过电脑本身配有的电源适配器从220V交流得到20V左右的直流输出为电脑供电，这样的实现不仅转换次数多、构成复杂，能源利用效率也很低，会占用非常紧俏的车内空间，使用成本也很高，携带管理更是麻烦多多。有没有办法将手机、笔记本电脑的供电问题一次性地解决呢？实际上是有的，只要我们使用比较新的USBType-C型接口和Buck-Boost架构的转换器，借助USBPD协议来协调充电器和电子设备之间的关系，上述问题便可迎刃而解了，而RTQ7880-QT就是用来帮助你完成这一任务的。按照规范的定义，所有采用USBType-C接口的设备在相互连接的时候都是使用5V电压来供电的，供方能够提供的电流大小和需方能够使用的电流大小则由此型接口新增的CC端所配置的电阻值来决定，这时容许的最大电流为3A。如果这两台设备还同时支持全新的PD协议，则CC线就会成为供需双方之间进行信息交流的通道，接口上能够传输的电压范围就有可能达到3V-21V，电压调节步进幅度可以小到20mV，最大支持的电流可以达到5A，电流限制的调节可以以150mA为步进幅度，最大的负载功率可以高达100W（20V，5A）。由于电压和电流都可以非常精确地进行控制和调节，使用USBType-C接口和PD协议的电源实际上就是一台完全自动化的智能电源，因而可以自动适应每一种负载的电源需求，它不仅与我多年来的梦想一致，而且符合全球统一的标准，将来必将一统江湖，造福于全人类，我们再也不用准备多台不同的充电器了。使用RTQ7880-QT制作的电子设备的电路架构如下图所示：我之所以把此图所代表的东西称为电子设备而没有把它称为智能电源，是因为其中包含有EC和MUX这两个部分。EC与RTQ7880-QT之间以I²C接口进行连接，它的规模大小可以是任意的。MUX是采用USBType-C接口的电子设备所应该具备的TX/RX传输线的切换开关，由CC1和CC2所侦测到的电缆连接方向信息需要经过处理以后去控制MUX的连接方法，以便供需双方之间的通讯线路可以实现正确的连接，确保通讯系统可以正常工作，而这些侦测和控制的事情都可以由RTQ7880-QT来完成。假如我们抛开这两个部分不予考虑，剩余的部分就真的是一台智能电源了。上图中MOSFET开关Q1-Q4和电感L1所构成的电路是Buck-Boost转换器的核心部分，它们可以在RTQ7880-QT的控制下自动以Buck或Boost模式工作，无论VIN电压高于输出电压或低于输出电压，输出电压都是保持稳定不变的，实现这个任务的控制部分就在RTQ7880-QT内部，而它的内部结构是这样的：其核心是一颗32位的ARMCortex™-M0MCU，外围包含了支持USBType-C接口应用、支持PD协议、完成Buck-Boost转换所需的所有外围接口电路，另外还有可以多次编程的ROM和存放临时数据的SRAM，只要注入软件即可按照预定的程序进行运作。RTQ7880-QT可以接受的输入电压范围是4V-36V，这个范围对于存在发动机启动过程和抛负载效应的车辆应用是非常重要的。车辆应用有一个最大的问题就是可靠性问题，因而有AEC针对用于车辆的集成电路所制订的AEC-Q100标准，RTQ7880-QT是通过了这一标准的认证的，认证级别为Grade2，也就是说它容许的工作环境温度范围为-40℃~+105℃，可以在这样的环境之下正常使用至少15年。要在传统的车用充电器所拥有的狭小空间中使用RTQ7880-QT，PCB的设计可能会是一个严峻的挑战。考虑到充电器功率已经大幅提升，适当增加一定的空间可能是一个比较合理的选择。这些问题不是由这个器件造成的，起决定作用的是基本的物理规律。为了能顺利完成你的设计过程，而你又缺乏必要的经验，建议你在立锜微信公众号的历史消息里查看一篇名为“Buck转换器的PCB设计原则”的文章，通过这种阅读或是借助其他资源理解了相关的知识以后再开始后续的工作或许是一个比较好的选择。立锜科技已经为车内应用准备了众多的产品，如果你对此有兴趣，请点击文末的阅读原文下载相关的产品选择指南。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

在这篇文章中，我将向您展示如何制作5V至3.3V的逻辑电平转换器，以将5V传感器连接到新的Arduino开发板和树莓派上。为什么需要逻辑电平转换器IC？你们大多数人都喜欢在空闲时间玩Arduino和RaspberryPi，对吗？我敢肯定大多数业余爱好者都喜欢这两个开源的板卡。与Arduino一起，我们肯定会使用各种传感器，例如IR传感器，PIR传感器和超声波传感器。但是问题是当今大多数电路板不能承受5V的电压，但是有恰巧几乎所有电路板都可在3.3V电压下工作。这是否意味着我们不能再使用旧的传感器了？不完全是。如今，几乎所有的微控制器都在3.3V逻辑下工作。大多数在3.3V电压下工作的设备不提供5V电压，它们会在几秒钟内被烧毁。那么我们能做些什么呢？有一种方法可以将5V转换为3.3V的逻辑电平转换器。比如74LVC245。74LVC245逻辑电平转换器IC该芯片解决了将数据从5V逻辑电平设备连接和发送到3.3V逻辑微控制器（如RaspberryPi和Arduino）的问题。该芯片位于Arduino和传感器之间，并将传感器的5V信号转换为3.3V，可以直接馈送到Arduino。74LVC245可以用于数字信号，并且可以与SPI，串行，并行总线和其他逻辑接口配合使用。制作PCB表面安装技术是通过将组件安装在电路板表面上来组装PCB的技术。与传统的通过孔放置组件并将其焊接在另一侧的传统方法不同，在SMT中，将组件放置在板上，并且将引线焊接在同一侧。设计电路74LVC245逻辑电平转换器IC你可以轻松地访问EasyEDA网站并开始一个新项目。打开原理图设计后，开始添加组件，5V至3.3V逻辑电平转换器电路图。在EasyEDA中绘制原理图时，请确保从该列表中添加组件。您甚至可以搜索组件并检查其可用性。从库中搜索组件并将其放置在画布中。使用“电线”工具将组件连接在一起。使用该IC非常简单。您可以在几分钟内完成电路设置。只需将VCC连接到要转换为的逻辑电平即可。如果要将5V转换为3.3V，则将3.3V连接到VCC。地面连接到地面OE（输出使能）接地以启用芯片DIR至VCC（3.3V）PCB布局绘制完电路后，单击“保存”以保存电路并创建PCB布局。我将在说明中提供所有文件的链接，包括Gerber，和材料明细表。下图是组装好的电源板，干净整洁。拿到板子后，您可以拿一个板子，然后将其余的元件焊接到板上。我已经焊接了排针，以下是成品板。这8个引脚提供稳定的5V，这8个引脚提供3.3V，并且这些引脚接地。测试5V至3.3V逻辑电平转换器现在，如果在A引脚上连接5V信号，则在相应的B引脚上将获得3.3V。现在我们将通过在A1中连接5V和在A5中连接0V进行检查因此，这将在B1提供3.3V输出，在B5提供0V。文章来源hackaday

最近接到一个求助信息，说的是用RT8474A做Buck驱动LED，先通电再接灯会烧IC，输出正极一碰负载，IC就冒烟了。为了解决这个问题，PCB已经改版三次，依然无解，求解决问题的思路。你遇到这样的问题会如何思考呢？我给读者的回复是即时的，过后也就忘了，今日突然想起，好像过去也有FAE给我提起过这样的案子，突然觉得这个问题还是值得拿来谈一谈的，希望对需要处理这类问题的读者有所帮助。为了认识事物本身，先提供可参考的信息。RT8474A是输入电压范围为4.5V-50V的LED驱动器，工作频率为固定的500kHz，集成开关管的电流限制值为2A，支持100%占空比的工作状态，可用模拟信号或PWM信号进行输出调节，支持Buck、Boost和Buck-Boost架构的应用，在Buck架构下拥有特别的输出过压保护设计（可避免烧毁负载），其Buck应用的原理图如下图所示：“先通电再接灯”，表示这个系统需要跨越两个状态：这两个状态的转换，在普通的电压转换器里会被表达为“瞬态”，英文单词是Transient，实际是负载的一个阶跃变化。这个阶跃变化会带来什么影响呢？我随意地打开了一份产品规格书，其中有这样的图片来表达此产品的性能：所选器件是RT9013-15PQW，一款1.5V输出的线性稳压器，图中的测试是在输入电压为2.5V的情况下做的，测试方法是让负载电流在10mA和300mA之间跳变，观察输出电压的变化情况。由图可见，当负载电流从10mA改变为300mA时，输出电压出现了大约30mV的下坠，然后再回复到它原来的位置；当负载电流从300mA下降到10mA时，输出电压先是上升了70mV，然后再迅速回到原位，可是它跑得太猛了，并不能在原位停下来，因而继续下窜到低于原位大约48mV的地方再开始返回，随后又经历了一段时间的小幅度振荡，最后在原位稳定下来。为什么稳压器在负载变化的时候会有这样的响应呢？因为惯性。它们总是把自己的状态调节到能够满足负载需要的状态，可是负载要发生变化的时候并不会提前通知，它们无法在负载发生变化的同时就把状态改变到满足新的需求的状态，只能在发现输出变化以后再做出响应，这样就出现了响应的滞后现象。调节过程本身也是有惯性的，过猛了就会冲到另一个极端去。控制回路的设计总是希望响应是快速的，回复原位的过程是可控的，最好不要有振荡过程，这种过程被理解为稳定度不足的表现。线性稳压器多属于响应极快的系统，所以它们的滞后算是短的，如果是开关模式的转换器，这种滞后就多多了：这是表现符合车规的36VBuck转换器RT2875的瞬态响应过程的波形图，你可以从中看到它和前面的线性稳压器的响应特性的区别，请注意输出电压下坠、上窜的幅度和回复原位所需要的时间。用于同步的时钟、滤波电感、输出电容都会导致响应的滞后，这是它们与线性稳压器不一样的地方。为了改善瞬态响应的特性，科学家、工程师们可没少做努力，DC/DC这个领域里面就有很多不同的控制架构，立锜的ACOT(AdvancedConstantOnTime)算是其中的一个成果，我们可从下图看看其效果：此图来自RT6224B的规格书，测试条件和前者相当，负载电流都是在0A-3A之间跳变，但是输出电压更低，仅仅为1V。在这样低的电压下工作的器件对电压的变化会非常敏感，所以就会要求非常低的电压过冲和下坠，我相信像这个图所表达的特性是非常好的，能满足很多苛刻应用的需求。用来表现电压转换器的瞬态响应特性的图片却很少会在用来驱动LED的器件规格书中出现，亲爱的读者你是否注意到了这一点呢？这又是为什么呢？答案其实很简单，照明用的LED驱动器的负载在应用中是不变的。负载阶跃在普通的LED照明应用中根本就不存在，我们为什么要去表现它用不着的特性呢？纯属浪费而已。因此，本文开头提及的RT8474A的规格书中没有表现瞬态响应特性的图片就是很正常的了。如果一颗器件的规格书不去表现它的某种特性，是否意味着它就没有某种特性呢？答案当然是否定的，你在RT8474A的原理图中看到的VC端及其外接RC电路就是用于它的瞬态响应特性调节的，你可以根据自己的需求对其进行调节，但在正式开始这一工作以前，你得对基本的控制理论有一些了解，然后你才能比较好地开展这一工作，这个问题相对复杂，我们就不在这里展开了。继续思考我们开始提及的问题：“输出正极一碰负载，IC就冒烟了。”你可知道“一碰”这个词代表着多少意义？这取决于你对问题思考的深度。最浅的一层认识是负载从“无”变为“有”，只有两个状态：无代表空载，有代表满载。我们小的时候看电影，最喜欢问谁是好人、谁是坏人，好在那个时候的电影把好人和坏人表现得非常直白，一看形象就知道，一听说话就知道，一看做事就知道，好人好得非常彻底，坏人坏得淋漓尽致，习惯了这种教育以后，我们在现实中看人也是一分为二，非好即坏，非坏即好，这就给我们处理人际关系带来了障碍，因为实际中的人不是这样的，每个人都是有好有坏的，全看每一个当下他是如何选择的，也看你是从什么角度去看待那一个选择的。如果现实中的一碰就完成了接触，负载从空变满也是有个过程的，这个过程就是我们前面说的阶跃过程，它将导致一个响应过程（教科书中说的“阶跃响应”），RT8474A的占空比将从一开始的全开状态逐渐演变为等于Vout/Vin的状态，其间经历的过程是怎样的，取决于RT8474A所处的环境，它的输入、负载的规格、所有外围元件参数都与之相关。最佳的结果大概是这样的，它的负载电流逐渐从0上升到预设的额定电流，没有抖动，没有折腾，实现这点还需要前端AC/DC的配合，确保其输出总是能够满足它的调节过程的需要，但事情常常不会这么顺利，因为AC/DC在遇到这样的负载变化的时候也有一个响应过程，而我们此前并不知晓它的特性是怎样的。这样的不理想的理想结果是我们从最简单的二元分别的假设出发推导出来的，如果我们去观察事实，我们会发现实际的“一碰”根本就不是一个简单的过程，它可以复杂到可能根本无法分析下去，最后还得想办法对过程、分析进行简化，所以下面就直接简化地对事情进行描述。当负载靠近输出正极还没有真正接触的时候，两者之间的空间电场将逐渐加强，到了某个时刻，极高的电场强度将使两者之间的空气发生电离，空气阻抗将因离子态的出现而急剧下降，在尚未真正接触的两个端子间形成实际的电流通路，负载电流急剧增加。这个过程通常能看到火花的出现，我家有个侄子小时候曾将一节干电池的两个电极用金属线短接，当时只看见火花一闪，他的指头上便留下了一道烧焦的痕迹，由此可见这一下释放的能量有多厉害。当真正的接触实现以后，电路继续工作，负载电流继续增加，但在这时已经接触的两个端点又会再次分开，这是由于接触碰撞的反弹造成的，这种分离可能造成电流中断，断开之后又会重新续上，而且可能反复很多次，RT8474A将会在此过程中不断变换其占空比，努力使其电流检测电阻上的电压等于额定值。玩过单片机的朋友在学习编程的时候大概都做过开关按键消抖软件，一般的教程里都有这样的开关接触过程的波形示例：一个在设计上已经努力进行了消抖处理的按键都还要这样抖动，你用手工随意去进行两个触点的接触会带来什么样的抖动效果呢？真的是难以预估的，好思考的读者可以顺便想想为什么波形要画为锯齿形状。对于RT8474A来说，负载的接入便意味着负载的增加，负载的断开便意味着负载的减小，但它并不在乎这一点，它只有一个目标：让输出电流等于设定值。坚持自己的目标，这无疑是值得称道的一种执着，可是当负载反复通通断断的时候，这种执着将给它带来灾难，因为它的占空比即使到了最大化也可能不能得到它想要的结果，最后就会在它坚持占空比最大化的时候有它不能承受的电流流过它（即使IC有过流保护也无法保证电流不会过流，因为从检测到过流到保护的实现是需要时间的），最后因为过热而烧毁了。RT8474A的输出电流的反复变化必然反映到它的供应电压上，前端的AC/DC也会进入反复无常的运作状态，其输出电压高过RT8474A的耐压是很容易的事情，这时候将发生什么状况呢？想进一步探讨的读者请在历史消息里去查看过去的文章：EOS是怎么回事？在上述的这些事情发生期间，负载的通断、RT8474A的运作和AC/DC的运作既是各自独立的，又是相互影响的，要把责任推到任何单一的因素上都是不可取的，怕的就是当一个操作带来的冲击正在被修复的时候，另一个冲击又到来了，系统认为此前的修复行为过了头或是严重不足，所以它只好往另一个方向进行修复或是在原有的方向上进行更深的修复，这样就会在反复中将系统带向不可挽回的深渊。作为一个测试者，你的责任就是确保不要这样做，因为这样的测试对现实没有任何帮助，哪个用户会把灯具中的LED动来动去的呢？但是作为设计师却有责任将电路的响应特性调节到比较好的状态，使它能在负载有一定的变化时能够进行稳定可控的调节，我们进行瞬态响应测试的意义便是帮助这个过程的完成，有这种需求的读者可以购买立锜的LoadTransientTool来帮助自己完成这种测试。写完此文的时候，我想起了当年研究LED在MR16应用中的历程。早期的各种解决方案在面对电子变压器的时候都存在各种不确定性，因此兼容性和闪烁问题总是解决不了，我们找到的Boost+Buck架构就是将问题分段来处理的：Boost的存在既解决了电子变压器的稳定工作问题，又给后级的Buck提供了稳定的工作环境，因此一劳永逸地解决了所有问题，对此有兴趣的读者可以去研究RT8476和RT8479（文末点击阅读原文可快速抵达），这里就不多说了，想了解相关的历史可以到电源网的论坛上去找，我曾经在那里发贴做过详细介绍。文章来源

电池快充的本质就是在单位时间里将尽可能多的电能送入电池存起来，而电池电压是由其自身的状态决定的，我们在实施快充时能改变的唯有电流而已，所以快充就是大电流充电。获取大电流可以有两个方法，一个是电源本身就是大电流输出的，这时将大电流引入电池即可。很显然，这时的电源电压应当与电池电压相当，实际上是需要略高一点点，多出来的部分就落在电源与电池之间的连接电阻上了。另一个方式是将高电压转变为大电流，这时的电源电流并不大，但在转变为低电压以后的电流变大了，这就需要使用具有降压和电流放大功能的转换器，多数情况下这样的需求就是由Buck转换器来满足的，本文将把另外一种方法介绍给你。最早使用大电流实现快充的手机品牌好像是OPPO，他们把手机的充电接口做了改造，传输线和充电适配器也是特制的，因为传统的东西在这时候根本满足不了需要，其充电接口上的电压就是电池电压，与传统方案明显不同。这个方案也被后来的许多厂商借鉴并且有了更快的速度，如华为的超级快充技术。要在传统接口不改变的情况下传输高电压也是可以实现快充的，但是充电用的电源适配器必须做出改变，需要能够输出高电压，而芯片大厂高通和联发科技就这么干了。实际上，这两种方法都改变了电压，一个升高，一个降低，同时还要能够适应传统的5V供应，所以手机和电源之间必须加入通讯的功能，以便双方能够沟通需要的电压和/或电流。传统手机的USB充电口可以利用的就只有4条线，两条供VBUS/GND使用，两条供D+/D-数据线使用，所以就出现了两种通讯方案：一种利用电源线上的负载脉冲来传递信息，一种利用D+/D-的状态改变来传递信息。当USBType-C型接口出现以后，可以利用的东西就多了起来，它的CC线可以进行双向通讯，后来就出现了PD（电源传输）协议，把可程控电源（PPS）变成了一个现实可行的东西，到今天已经开始普及了，我所在的立锜也趁此机会在AC/DC领域里巩固了自己的立足之地，获得了众多大厂的鼎力支持，本号文章里解剖过的华为产品只是其中的冰山一角，但这已经足以值得立锜人自豪了，至少我自己是多少有点这个感觉的，过去可不敢有这样的想法。当5V、远高于5V的高电压和相当于锂离子电池电压的低电压都会同时出现在手机端口上时，手机里的充电管理系统应该如何做呢？很显然，相当于锂离子电池电压的电压出现时，我们将电池和充电端口直接接通即可实现充电过程，这时候需要在两者之间加入一个可控的智能开关对此过程进行管控，其电路图就如下图所示的样子：这个图看起来简单，外围几乎没有什么元件，但实际的ICRT9750内部还是很复杂的，因为它毕竟是一颗实实在在的充电IC，需要实施锂离子电池充电的各种策略，而通讯接口的存在则赋予其灵活性，设计者可以通过它向其内部发送各种指令或是读取其内部检测到的状态，其内部框图是这样的：其核心是从VBUS到VOUT之间的开关，其他的一切都是围绕它而存在的供电、检测和控制电路。如果充电用电源适配器和接口都是特制的，在手机里用这颗IC负责充电大概也就够了，但如果不是这样的，外加一颗可以接受5V电源的充电IC也就是必须的，这样可以保证几乎任意一个手机充电适配器都可以连接上来并完成充电而不会有风险存在，因为即使是特殊产品，他们的初始电压也是5V的。当使用5V和高于5V的电压为手机充电时，使用Buck转换器是必须的选择，但它也有自己的缺陷，当负载电流比较大时，要想维持较高的效率会有困难，所以在充电IC的发展道路上又出现了一种依靠电容来降压扩流的方法，其原理示意图和其中的工作流程大概是这样的：这个图出现在立锜产品RT9759的规格书中，形象化地说明了降压工作的原理，而规格书中则提供了详细的推导过程，感兴趣的可以去仔细看看。这里使用的电容降压方法可将输入电压折半使用，所以需要输入电压是电池电压的2倍，而负载得到的电流则是输入电流的2倍，转换效率高于Buck转换器，所以在快充应用中得到亲睐。这些快充方法都需要知道准确的电池电压，同时将电源电压设置为与电池电压相当或是其2倍，因此需要精确的测量以及和电源之间的通讯能力，而且也需要电源具备可程控的能力，所以使用最新的USBPD协议恐怕就是最佳的选择了，这样就有了如下图所示的建议方案：此图也来自RT9759的规格书，其中的主要内容有4个，顶部是RT9759，由它实现电压折半充电，其效率最高达97.8%，根本不用担心它会给快充造成发热问题；再往下是一个Buck架构的充电IC，图中推荐的型号是RT9471D或RT9467，当然也可以是其他型号，这方面立锜有很多资源可被利用，这样就可以用5V或者高达12V的电压为电池充电，不需要是很精确的2倍电池电压；再往下是PD控制器和应用处理器AP，立锜不涉及AP相关业务，但PD控制器是立锜的专长，有RT1711、RT1715等系列器件可用。这种方案对传统的私家协议也能支持，它们通常利用USB的D+/D-完成协议处理。快充技术的下一步会如何发展真的很难说，但我觉得现在的技术在满足手机需求方面应该是够了，或许还可以在集成度等方面有所变化，但要发生结构性的变化则不太容易。无论技术如何变化，目的都是为了让我们的生活变得更如意，就让我们好好享受这一切吧！文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

[1]晶体三极管通常简称为晶体管或三极管，是一种具有两个PN结的半导体器件。晶体三极管是电子电路中的核心器件之一，在各种电子电路中的应用十分广泛。[2]晶体三极管的文字符号为“VT”，图形符号如图所示。[3]电流放大系数β是晶体三极管的主要参数之一，是指集电极电流Ic的变化量与基极电流Ib的变化量之比，反映了三极管的放大能力。如图所示，当Ib从40μA上升到60μA时，相应的Ic从6mA上升到9mA，其β=（9-6）×103/（60-40）=150。[4]特征频率fT是晶体三极管的另一主要参数。当工作频率超过一定值时，三极管的β值开始下降。β值下降到1时所对应的频率即为特征频率fT。[5]晶体三极管具有三根管脚，分别是：基极b、发射极e和集电极c，使用中应识别清楚。[6]晶体三极管的基本工作原理如图示（以NPN型管为例）。当给基极（输入端）输入一个较小的基极电流Ib时，其集电极（输出端）将按比例产生一个较大的集电极电流Ic，这个比例就是三极管的电流放大系数β，即Ic=βIb。集电极电流和发射极电流受基极电流的控制，所以晶体三极管是电流控制型器件。[7]检测晶体三极管时，万用表置于“R×1k”挡。先用黑表笔接某一管脚，红表笔分别接另外两管脚，测得两个电阻值。再将黑表笔换接另一管脚，重复以上步骤，直至测得两个电阻值都很小（NPN管）或都很大（PNP管），这时黑表笔所接的是基极b。[8]接着，对于NPN管，用红表笔接基极以外的一管脚，左手拇指与中指将黑表笔与基极捏在一起，同时用左手食指触摸余下的管脚，这时表针应向右摆动。将基极以外的两管脚对调后再测一次。两次测量中，表针摆动幅度较大的那一次，黑表笔所接为集电极，红表笔所接为发射极。表针摆动幅度越大，说明被测三极管的β值越大。对于PNP管则对调红、黑表笔测量。[9]晶体三极管最基本的作用是放大。图示为晶体三极管放大电路，输入信号Ui经C1加至三极管VT基极，使其集电极电流相应变化，并在集电极负载电阻Rc上产生压降，经C2输出。由于输出电压等于电源电压与Rc上压降的差值，因此输出电压Uo与输入电压Ui相位相反。R1、R2为VT的基极偏置电阻。[10]晶体三极管具有开关作用。图示为驱动发光二极管的电子开关电路，开关管VT的基极由脉冲信号CP控制，当CP=“1”时，VT导通，发光二极管VD发光；当CP=“0”时，VT截止，发光二极管VD熄灭。R为限流电阻。[11]复合管是由两个或更多三极管按一定规律组合在一起而成。达林顿管即为一种复合管，图示为两个NPN型三极管构成的达林顿管，等效为一个高β值的晶体三极管，β=β1·β2。达林顿管也可由两个PNP管，或一个PNP管和一个NPN管构成。[12]带阻三极管是一种内部包含有一个或几个电阻的晶体三极管，近年来在家用电器和音像设备中应用较多。图示为较常见的两种带阻三极管内部电路结构。[13]场效应晶体管通常简称为场效应管，是一种利用场效应原理工作的半导体器件。和普通双极型晶体管相比较，场效应管具有输入阻抗高、噪声低、动态范围大、功耗小、易于集成等特点，得到了越来越广泛的应用。场效应管的文字符号也为“VT”，图形符号如图所示。[14]场效应管一般具有3个极（双栅管有4个极）：栅极G、源极S和漏极D，它们的功能分别对应于双极型晶体管的基极b、发射极e和集电极c。由于场效应管的源极S和漏极D是对称的，实际使用中可以互换。[15]场效应管的基本工作原理如图示（以结型N沟道管为例）。由于栅极G接有负偏压UG，在G附近形成耗尽层。当负偏压UG增大时，耗尽层增大，沟道减小，漏极电流ID减小；当负偏压UG减小时，耗尽层减小，沟道增大，漏极电流ID增大。漏极电流ID受栅极电压的控制，所以场效应管是电压控制器件。[16]检测结型场效应管时，万用表置于“R×1k”挡，用两表笔分别测量每两个管脚间的正、反向电阻。当某两个管脚间的正、反向电阻相等，均为数kΩ时，则这两个管脚为漏极D和源极S（可互换），余下的一个管脚即为栅极G。[17]估测结型场效应管的放大能力：万用表置于“R×100”挡，两表笔分别接漏极D和源极S，然后用手捏住栅极G（注入人体感应电压），表针应向左或向右摆动。表针摆动幅度越大说明场效应管的放大能力越大。如果表针不动，说明该管已坏。[18]场效应管很高的输入阻抗非常适合作阻抗变换。图示为场效应管源极输出器，其特点是输入阻抗Zi很高、输出阻抗Zo较低，常用于多级放大器的输入级作阻抗变换。[19]场效应管可以用作可变电阻。图示为录音机自动电平控制电路，当输入信号Ui增大导致Uo增大时，由Uo经VD负向整流后形成的栅极偏压-UG的绝对值也增大，使场效应管VT的等效电阻增大，R1与其的分压比减小，使进入放大器的信号电压减小，最终使Uo保持基本不变。[20]场效应管可以方便地用作恒流源，如图所示，如果漏极电流ID因故增大，源极电阻RS上形成的负栅压也随之增大，迫使ID回落，反之亦然，使ID保持恒定。恒定电流ID=|UP|/RS，式中，UP为场效应管夹断电压。原文来自：电子工程专辑

RT7885是目前最强的移动电源解决方案之一，而且它还有一个重要的特性Bidirectional，即“双向的”，它说明RT7885内含的Buck-Boost转换器是可以双向工作的，这是设计中的关键之处，它的使用最大化地简化了产品结构，让高性能移动电源的设计变成了可能。实际上，使用PD协议的USBType-C接口是可以支持双重角色的：与用电设备连接时，它可以供电；供电设备接入时，它可以受电为己所用，这样的特性正好符合移动电源的需要，我们可以用这样的端口为它充电，又可以用这样的端口为负载供电。普通移动电源的充电端口和供电端口是分离的，因为供电路径和受电路径完全不一样，这样就需要使用各自独立的电压、电流转换器件，一个负责将外部供电转换为适合电池充电的信号，一个负责将电池电压转换为外部设备需要的电压。改用USBType-C接口并实施PD协议以后，同样的电源架构也可以套用，但是因为接口可以是双重角色的，所以需要在接口内部加入切换电路，而电源转换的部分仍然维持原有状态，重要的功率器件仍然需要两套，这就必然使得移动电源的设计变得复杂且器件众多，空间占用也多，成本也会很高，这还没有计算实施PD协议的部分呢。在探索USBType-C接口移动电源解决方案的过程中，立锜曾经设计过一种各部独立的解决方案，如下图所示（仅供参考，不要考虑用它）：其中的RT9485是一款独立的移动电源芯片（现在没有对外销售），可以Buck模式为电池充电，也可以Boost模式为外部设备供电，内含MCU可以操控所有的事情。当需要通过USBType-C接口对外供电的时候，Boost转换器RT4813进入工作状态，其输出用电子开关接入VBUS，完成对外供电的功能。RT1711是USBType-C接口控制器和PD协议处理器，它是使得这样组合起来的系统能符合PD标准要求的必要部分。整个系统的电路如下图所示：这款设计虽然没有大量走入应用，但性能表现还是不错的，我现在还时不时地用一用由它构成的样机。与这样的设计相比，RT7885厉害的地方就是把所有的问题都简化到了极致，用它设计的功率转换电路是可以双向工作的，外部供电的时候工作于对内电池的充电模式，需要对外供电的时候又工作于电压转换模式，一点都没有浪费的地方，而且双向的工作都可以升压和降压，也都具备输入、输出端电压和电流的调节控制，所用电池可以是1~4节串联，还具有电池均衡管理功能（只针对两节电芯串联的应用）。关于芯片细节的东西我们就不进一步涉及了，那是从事专业工作的人才真正关心的，这样的人一定要去看规格书（文末的阅读原文可以直接抵达），现在让我们一起欣赏一下由RT7885构成的系统框图：图片中间部分的QA、QB、QC、QD和L1便是构成双向Buck-Boost的核心元件，Q1A/B、Q2A/B是实现端口电源阻断控制的开关。假如需要2个以上的A型端口，右上角的那块电路就需要另行加入。由于同时支持C型和A型接口，RT7885的控制核心又是MCU，世上现存的各种协议它都能支持，所以需要设计强悍移动电源的读者可以特别关注。下面是可资参考的1C1A应用电路图，供关注细节的读者参考。（注：1C1A表示有一个A型接口，有一个C型接口）文章来源本文来源RichtekTechnology，作者郑刚

电子器件是一个非常复杂的系统，其封装过程的缺陷和失效也是非常复杂的。因此，研究封装缺陷和失效需要对封装过程有一个系统性的了解，这样才能从多个角度去分析缺陷产生的原因。封装缺陷与失效的研究方法论封装的失效机理可以分为两类：过应力和磨损。过应力失效往往是瞬时的、灾难性的；磨损失效是长期的累积损坏，往往首先表示为性能退化，接着才是器件失效。失效的负载类型又可以分为机械、热、电气、辐射和化学负载等。影响封装缺陷和失效的因素是多种多样的，材料成分和属性、封装设计、环境条件和工艺参数等都会有所影响。确定影响因素和预防封装缺陷和失效的基本前提。影响因素可以通过试验或者模拟仿真的方法来确定，一般多采用物理模型法和数值参数法。对于更复杂的缺陷和失效机理，常常采用试差法确定关键的影响因素，但是这个方法需要较长的试验时间和设备修正，效率低、花费高。在分析失效机理的过程中，采用鱼骨图（因果图）展示影响因素是行业通用的方法。鱼骨图可以说明复杂的原因及影响因素和封装缺陷之间的关系，也可以区分多种原因并将其分门别类。生产应用中，有一类鱼骨图被称为6Ms：从机器、方法、材料、量度、人力和自然力等六个维度分析影响因素。这一张图所示的是展示塑封芯片分层原因的鱼骨图，从设计、工艺、环境和材料四个方面进行了分析。通过鱼骨图，清晰地展现了所有的影响因素，为失效分析奠定了良好基础。引发失效的负载类型如上一节所述，封装的负载类型可以分为机械、热、电气、辐射和化学负载。失效机理的分类机械载荷：包括物理冲击、振动、填充颗粒在硅芯片上施加的应力（如收缩应力）和惯性力（如宇宙飞船的巨大加速度）等。材料对这些载荷的响应可能表现为弹性形变、塑性形变、翘曲、脆性或柔性断裂、界面分层、疲劳裂缝产生和扩展、蠕变以及蠕变开裂等等。热载荷：包括芯片黏结剂固化时的高温、引线键合前的预加热、成型工艺、后固化、邻近元器件的再加工、浸焊、气相焊接和回流焊接等等。外部热载荷会使材料因热膨胀而发生尺寸变化，同时也会改变蠕变速率等物理属性。如发生热膨胀系数失配（CTE失配）进而引发局部应力，并最终导致封装结构失效。过大的热载荷甚至可能会导致器件内易燃材料发生燃烧。电载荷：包括突然的电冲击、电压不稳或电流传输时突然的振荡（如接地不良）而引起的电流波动、静电放电、过电应力等。这些外部电载荷可能导致介质击穿、电压表面击穿、电能的热损耗或电迁移。也可能增加电解腐蚀、树枝状结晶生长，引起漏电流、热致退化等。化学载荷：包括化学使用环境导致的腐蚀、氧化和离子表面枝晶生长。由于湿气能通过塑封料渗透，因此在潮湿环境下湿气是影响塑封器件的主要问题。被塑封料吸收的湿气能将塑封料中的催化剂残留萃取出来，形成副产物进入芯片粘接的金属底座、半导体材料和各种界面，诱发导致器件性能退化甚至失效。例如，组装后残留在器件上的助焊剂会通过塑封料迁移到芯片表面。在高频电路中，介质属性的细微变化（如吸潮后的介电常数、耗散因子等的变化）都非常关键。在高电压转换器等器件中，封装体击穿电压的变化非常关键。此外，一些环氧聚酰胺和聚氨酯如若长期暴露在高温高湿环境中也会引起降解（有时也称为“逆转”）。通常采用加速试验来鉴定塑封料是否易发生该种失效。需要注意的是，当施加不同类型载荷的时候，各种失效机理可能同时在塑封器件上产生交互作用。例如，热载荷会使封装体结构内相邻材料间发生热膨胀系数失配，从而引起机械失效。其他的交互作用，包括应力辅助腐蚀、应力腐蚀裂纹、场致金属迁移、钝化层和电解质层裂缝、湿热导致的封装体开裂以及温度导致的化学反应加速等等。在这些情况下，失效机理的综合影响并不一定等于个体影响的总和。封装缺陷的分类封装缺陷主要包括引线变形、底座偏移、翘曲、芯片破裂、分层、空洞、不均匀封装、毛边、外来颗粒和不完全固化等。引线变形引线变形通常指塑封料流动过程中引起的引线位移或者变形，通常采用引线最大横向位移x与引线长度L之间的比值x/L来表示。引线弯曲可能会导致电器短路（特别是在高密度I/O器件封装中）。有时，弯曲产生的应力会导致键合点开裂或键合强度下降。影响引线键合的因素包括封装设计、引线布局、引线材料与尺寸、模塑料属性、引线键合工艺和封装工艺等。影响引线弯曲的引线参数包括引线直径、引线长度、引线断裂载荷和引线密度等等。底座偏移底座偏移指的是支撑芯片的载体（芯片底座）出现变形和偏移。如图所示为塑封料导致的底座偏移，此时，上下层模塑腔体内不均匀的塑封料流动会导致底座偏移。影响底座偏移的因素包括塑封料的流动性、引线框架的组装设计以及塑封料和引线框架的材料属性。薄型小尺寸封装（TSOP）和薄型方形扁平封装（TQFP）等封装器件由于引线框架较薄，容易发生底座偏移和引脚变形。翘曲翘曲是指封装器件在平面外的弯曲和变形。因塑封工艺而引起的翘曲会导致如分层和芯片开裂等一系列的可靠性问题。翘曲也会导致一系列的制造问题，如在塑封球栅阵列（PBGA）器件中，翘曲会导致焊料球共面性差，使器件在组装到印刷电路板的回流焊过程中发生贴装问题。翘曲模式包括内凹、外凸和组合模式三种导致翘曲的原因主要包括CTE失配和固化/压缩收缩。后者一开始并没有受到太多的关注，深入研究发现，模塑料的化学收缩在IC器件的翘曲中也扮演着重要角色，尤其是在芯片上下两侧厚度不同的封装器件上。在固化和后固化的过程中，塑封料在高固化温度下将发生化学收缩，被称为“热化学收缩”。通过提高玻璃化转变温度和降低Tg附近的热膨胀系数变化，可以减小固化过程中发生的化学收缩。导致翘曲的因素还包括诸如塑封料成分、模塑料湿气、封装的几何结构等等。通过对塑封材料和成分、工艺参数、封装结构和封装前环境的把控，可以将封装翘曲降低到最小。在某些情况下，可以通过封装电子组件的背面来进行翘曲的补偿。例如，大陶瓷电路板或多层板的外部连接位于同一侧，对他们进行背面封装可以减小翘曲。芯片破裂封装工艺中产生的应力会导致芯片破裂。封装工艺通常会加重前道组装工艺中形成的微裂缝。晶圆或芯片减薄、背面研磨以及芯片粘结都是可能导致芯片裂缝萌生的步骤。破裂的、机械失效的芯片不一定会发生电气失效。芯片破裂是否会导致器件的瞬间电气失效还取决于裂缝的生长路径。例如，若裂缝出现在芯片的背面，可能不会影响到任何敏感结构。因为硅晶圆比较薄且脆，晶圆级封装更容易发生芯片破裂。因此，必须严格控制转移成型工艺中的夹持压力和成型转换压力等工艺参数，以防止芯片破裂。3D堆叠封装中因叠层工艺而容易出现芯片破裂。在3D封装中影响芯片破裂的设计因素包括芯片叠层结构、基板厚度、模塑体积和模套厚度等。分层分层或粘结不牢指的是在塑封料和其相邻材料界面之间的分离。分层位置可能发生在塑封微电子器件中的任何区域；同时也可能发生在封装工艺、后封装制造阶段或者器件使用阶段。封装工艺导致的不良粘接界面是引起分层的主要因素。界面空洞、封装时的表面污染和固化不完全都会导致粘接不良。其他影响因素还包括固化和冷却时收缩应力与翘曲。在冷却过程中，塑封料和相邻材料之间的CTE不匹配也会导致热-机械应力，从而导致分层。可以根据界面类型对分层进行分类空洞封装工艺中，气泡嵌入环氧材料中形成了空洞，空洞可以发生在封装工艺过程中的任意阶段，包括转移成型、填充、灌封和塑封料至于空气环境下的印刷。通过最小化空气量，如排空或者抽真空，可以减少空洞。有报道采用的真空压力范围为1~300Torr（一个大气压为760Torr）。填模仿真分析认为，是底部熔体前沿与芯片接触，导致了流动性受到阻碍。部分熔体前沿向上流动并通过芯片外围的大开口区域填充半模顶部。新形成的熔体前沿和吸附的熔体前沿进入半模顶部区域，从而形成起泡。不均匀封装非均匀的塑封体厚度会导致翘曲和分层。传统的封装技术，诸如转移成型、压力成型和灌注封装技术等，不易产生厚度不均匀的封装缺陷。晶圆级封装因其工艺特点，而特别容易导致不均匀的塑封厚度。为了确保获得均匀的塑封层厚度，应固定晶圆载体使其倾斜度最小以便于刮刀安装。此外，需要进行刮刀位置控制以确保刮刀压力稳定，从而得到均匀的塑封层厚度。在硬化前，当填充粒子在塑封料中的局部区域聚集并形成不均匀分布时，会导致不同质或不均匀的材料组成。塑封料的不充分混合将会导致封装灌封过程中不同质现象的发生。毛边毛边是指在塑封成型工艺中通过分型线并沉积在器件引脚上的模塑料。夹持压力不足是产生毛边的主要原因。如果引脚上的模料残留没有及时清除，将导致组装阶段产生各种问题。例如，在下一个封装阶段中键合或者黏附不充分。树脂泄漏是较稀疏的毛边形式。外来颗粒在封装工艺中，封装材料若暴露在污染的环境、设备或者材料中，外来粒子就会在封装中扩散并聚集在封装内的金属部位上（如IC芯片和引线键合点），从而导致腐蚀和其他的后续可靠性问题。不完全固化固化时间不足或者固化温度偏低都会导致不完全固化。另外，在两种封装料的灌注中，混合比例的轻微偏移都将导致不完全固化。为了最大化实现封装材料的特性，必须确保封装材料完全固化。在很多封装方法中，允许采用后固化的方法确保封装材料的完全固化。而且要注意保证封装料比例的精确配比。封装失效的分类在封装组装阶段或者器件使用阶段，都会发生封装失效。特别是当封装微电子器件组装到印刷电路板上时更容易发生，该阶段器件需要承受高的回流温度，会导致塑封料界面分层或者破裂。分层如上一节所述，分层是指塑封材料在粘接界面处与相邻的材料分离。可能导致分层的外部载荷和应力包括水汽、湿气、温度以及它们的共同作用。在组装阶段常常发生的一类分层被称为水汽诱导（或蒸汽诱导）分层，其失效机理主要是相对高温下的水汽压力。在封装器件被组装到印刷电路板上的时候，为使焊料融化温度需要达到220℃甚至更高，这远高于模塑料的玻璃化转变温度（约110~200℃）。在回流高温下，塑封料与金属界面之间存在的水汽蒸发形成水蒸气，产生的蒸汽压与材料间热失配、吸湿膨胀引起的应力等因素共同作用，最终导致界面粘接不牢或分层，甚至导致封装体的破裂。无铅焊料相比传统铅基焊料，其回流温度更高，更容易发生分层问题。吸湿膨胀系数（CHE），又称湿气膨胀系数（CME）湿气扩散到封装界面的失效机理是水汽和湿气引起分层的重要因素。湿气可通过封装体扩散，或者沿着引线框架和模塑料的界面扩散。研究发现，当模塑料和引线框架界面之间具有良好粘接时，湿气主要通过塑封体进入封装内部。但是，当这个粘结界面因封装工艺不良（如键合温度引起的氧化、应力释放不充分引起的引线框架翘曲或者过度修剪和形式应力等）而退化时，在封装轮廓上会形成分层和微裂缝，并且湿气或者水汽将易于沿这一路径扩散。更糟糕的是，湿气会导致极性环氧黏结剂的水合作用，从而弱化和降低界面的化学键合。表面清洁是实现良好粘结的关键要求。表面氧化常常导致分层的发生（如上一篇中所提到的例子），如铜合金引线框架暴露在高温下就常常导致分层。氮气或其他合成气体的存在，有利于避免氧化。模塑料中的润滑剂和附着力促进剂会促进分层。润滑剂可以帮助模塑料与模具型腔分离，但会增加界面分层的风险。另一方面，附着力促进剂可以确保模塑料和芯片界面之间的良好粘结，但却难以从模具型腔内清除。分层不仅为水汽扩散提供了路径，也是树脂裂缝的源头。分层界面是裂缝萌生的位置，当承受交大外部载荷的时候，裂缝会通过树脂扩展。研究表明，发生在芯片底座地面和树脂之间的分层最容易引起树脂裂缝，其它位置出现的界面分层对树脂裂缝的影响较小。气相诱导裂缝（爆米花现象）水汽诱导分层进一步发展会导致气相诱导裂缝。当封装体内水汽通过裂缝逃逸时会产生爆裂声，和爆米花的声音非常像，因此又被称为爆米花现象。裂缝常常从芯片底座向塑封底面扩展。在焊接后的电路板中，外观检查难以发现这些裂缝。QFP和TQFP等大而薄的塑封形式最容易产生爆米花现象；此外也容易发生在芯片底座面积与器件面积之比较大、芯片底座面积与最小塑封料厚度之比较大的的器件中。爆米花现象可能会伴随其他问题，包括键合球从键合盘上断裂以及键合球下面的硅凹坑等。塑封器件内的裂缝通常起源于引线框架上的应力集中区（如边缘和毛边），并且在最薄塑封区域内扩展。毛边是引线框架表面在冲压工艺中产生的小尺寸变形，改变冲压方向使毛边位于引线框架顶部，或者刻蚀引线框架（模压）都可以减少裂缝。减少塑封器件内的湿气是降低爆米花现象的关键。常采用高温烘烤的方法减少塑封器件内的湿气。前人研究发现，封装内允许的安全湿气含量约为1100×10^-6（0.11wt.%)。在125℃下烘烤24h，可以充分去除封装内吸收的湿气。脆性断裂脆性断裂经常发生在低屈服强度和非弹性材料中（如硅芯片）。到材料受到过应力作用时，突然的、灾难性的裂缝扩展会起源于如空洞、夹杂物或不连续等微小缺陷。韧性断裂塑封材料容易发生脆性和韧性两种断裂模式，主要取决于环境和材料因素，包括温度、聚合树脂的黏塑特性和填充载荷。即使在含有脆性硅填料的高加载塑封材料中，因聚合树脂的黏塑特性，仍然可能发生韧性断裂。疲劳断裂塑封料遭受到极限强度范围内的周期性应力作用时，会因累积的疲劳断裂而断裂。施加到塑封材料上的湿、热、机械或综合载荷，都会产生循环应力。疲劳失效是一种磨损失效机理，裂缝一般会在间断点或缺陷位置萌生。疲劳断裂机理包括三个阶段：裂纹萌生（阶段Ⅰ）；稳定的裂缝扩展（阶段Ⅱ）；突发的、不确定的、灾难性失效（阶段Ⅲ）。在周期性应力下，阶段Ⅱ的疲劳裂缝扩展指的是裂缝长度的稳定增长。塑封材料的裂纹扩展速率要远高于金属材料疲劳裂缝扩展的典型值（约3倍）。加速失效的因素环境和材料的载荷和应力，如湿气、温度和污染物，会加速塑封器件的失效。塑封工艺正在封装失效中起到了关键作用，如湿气扩散系数、饱和湿气含量、离子扩散速率、热膨胀系数和塑封材料的吸湿膨胀系数等特性会极大地影响失效速率。导致失效加速的因素主要有潮气、温度、污染物和溶剂性环境、残余应力、自然环境应力、制造和组装载荷以及综合载荷应力条件。潮气能加速塑封微电子器件的分层、裂缝和腐蚀失效。在塑封器件中，潮气是一个重要的失效加速因子。与潮气导致失效加速有关的机理包括粘结面退化、吸湿膨胀应力、水汽压力、离子迁移以及塑封料特性改变等等。潮气能够改变塑封料的玻璃化转变温度Tg、弹性模量和体积电阻率等特性。温度是另一个关键的失效加速因子，通常利用与模塑料的玻璃化转变温度、各种材料的热膨胀洗漱以及由此引起的热-机械应力相关的温度等级来评估温度对封装失效的影响。温度对封装失效的另一个影响因素表现在会改变与温度相关的封装材料属性、湿气扩散系数和金属间扩散等失效。污染物和溶剂性环境污染物为失效的萌生和扩展提供了场所，污染源主要有大气污染物、湿气、助焊剂残留、塑封料中的不洁净例子、热退化产生的腐蚀性元素以及芯片黏结剂中排出的副产物（通常为环氧）。塑料封装体一般不会被腐蚀，但是湿气和污染物会在塑封料中扩散并达到金属部位，引起塑封器件内金属部分的腐蚀。残余应力芯片粘结会产生单于应力。应力水平的大小，主要取决于芯片粘接层的特性。由于模塑料的收缩大于其他封装材料，因此模塑成型时产生的应力是相当大的。可以采用应力测试芯片来测定组装应力。自然环境应力在自然环境下，塑封料可能会发生降解。降解的特点是聚合键的断裂，常常是固体聚合物转变成包含单体、二聚体和其他低分子量种类的黏性液体。升高的温度和密闭的环境常常会加速降解。阳光中的紫外线和大气臭氧层是降解的强有力催化剂，可通过切断环氧树脂的分子链导致降解。将塑封器件与易诱发降解的环境隔离、采用具有抗降解能力的聚合物都是防止降解的方法。需要在湿热环境下工作的产品要求采用抗降解聚合物。制造和组装载荷制造和组装条件都有可能导致封装失效，包括高温、低温、温度变化、操作载荷以及因塑封料流动而在键合引线和芯片底座上施加的载荷。进行塑封器件组装时出现的爆米花现象就是一个典型的例子。综合载荷应力条件在制造、组装或者操作的过程中，诸如温度和湿气等失效加速因子常常是同时存在的。综合载荷和应力条件常常会进一步加速失效。这一特点常被应用于以缺陷部件筛选和易失效封装器件鉴别为目的的加速试验设计。原文来自网络。

华为的手机快速充电器其中使用了三颗芯片-RT7753GCV、RT7220B和RT7203A，它们都使用了SOT-23-6的封装，成本低，性能好，完全满足应用的需求。RT7753GCV是初级侧的PWM控制器；RT7203A是次级侧的反馈控制器，同时完成协议处理工作；RT7220B是同步整流控制器，唯一的任务是驱动MOSFET工作以代替传统的整流二极管以提高效率。同步整流控制器RT7220B在电路中的位置如下图所示：对应到传统的电路图中，RT7220B和它外接的MOSFET就相当于续流二极管，只不过是被放在了GND一侧而已。这幅图当然也不是完整的电路图，它仅仅反映了次级侧绕组、输出电容、整流开关和整流控制器的关系，其他的部分需要自行脑补。RT7220B的内部电路框图如下：VD、VS和VG分别连接到MOSFET开关的漏极、源极和栅极，前两个都是检测输入端，VG则为输出端。同步整流控制器SRController根据VD和VS两个点的电压关系决定其输出状态，其输出经SRDriver变换为大信号经VG输出决定外部MOSFET的工作状态，顺利实现同步整流的作用。根据设计目标，RT7220B在反激式应用中支持电流连续模式CCM、电流非连续模式DCM和准谐振QR工作模式，其重点是要在适当的时机打开MOSFET实现续流工作，在适当的时机关闭MOSFET阻止电流的流动，将死区时间缩减至最小，这样就能实现效率的最大化。同步整流控制器要工作是需要电能供应的。由于VDD端和电源输出端连接在一起，当输出电压正常时（>4.7V）其内部电源由VDD端提供，否则其来源便是VBIAS外接电容储存的能量，它由VD内部连接的一个高压线性稳压器提供，这部分能量实际上是来自于初级侧导通期间的变压器传导，就像一个真正的变压器能够做到的样子，我这样说是因为我认为反激式电源的变压器并非变压器，它只是一个储能元件，而在这个时候却是表现为变压器的作用。由此设计即可推知RT7220B几乎在任何一个工作周期都可以通过工作实现完全的同步整流功能，只要VBIAS电容的储能足够一个驱动周期使用即可，而这是很容易实现的，但在实际上它又不会这样去做，因为当驱动MOSFET所消耗的能量多于利用它内部的体二极管导通所消耗的能量时，实现同步整流就不再是一个好的策略，这种状况在低消耗的节能模式下就会出现。实际上，RT7220B内部含有一个计数器不断地对VG端的输出脉冲进行计数，当它在tVD_EDGE（=10ms）时间段内的计数低于32时，RT7220B就会进入节能模式，不仅不会再做驱动MOSFET导通的动作，其正常的静态消耗也会从1mA左右下降到120µA左右（最大160µA）。而在节能模式下，RT7220B又会对VD脉冲进行计数，当它在同样时长内的计数大于64时，RT7220B就立即回到正常的同步整流状态。RT7220B进、出节能模式的过程如下面两幅图所示：当初级侧的功率开关截止时，变压器次级侧就会有电流流过MOSFET体二极管，这将造成VD端的电压低于VG端，RT7220B实现同步整流的方法就是对VD电压低于VG电压的状况进行监测，一旦发现两者间的压差低于VLOW_FALLING，它便立即在VG端输出高电压驱动MOSFET导通以实现损耗更低的续流过程。在上图中所示的VLOW_FALLING便是前段文字中提及的触发同步导通的阈值电平，此后经过时间tP_ON（上图所示为tP），同步MOSFET即开始进入导通过程，而IC设计之关键就是要使tP_ON尽可能地短，这样才能尽早实现同步整流过程。在RT7220B规格书所提供的数据中，这个tP_ON的典型值为100ns，但从该参数与温度的关系曲线来看，其范围在60ns±10ns以内（见下图）。关于前者，我们可以把它理解为芯片在测试过程中的控制值，后者则是具体到某一个体的表现情况。VG输出高电平驱动MOSFET导通的过程需要耗时多久呢？这取决于所用MOSFET的输入电容、MOSFET的导通阈值等与MOSFET本身有关的特性和VG端的输出能力，前者由用户的选择决定，只有VG端的输出能力是由RT7220B本身的设计所决定的，而PCB的设计也将对此造成影响，因为它会形成驱动路径上的串联阻抗。VG输出高电平是一个简单的描述，其真实的实现过程则要复杂得多。IC内部能做的是先将一个连接到GND的开关断开，再将一个连接到电源端的开关接通，然后便有电流从电源端经VG端流出，经过外部连接以后进入MOSFET的栅极电容并经其源极回流到电源地，这样便使MOSFET栅极相对于其源极的电压越来越高，最后达到几乎等于电源电压的程度。当栅极电压在此过程中达到开启电压时，MOSFET的源极和漏极之间便形成了沟道并开始流过电流，导通的目标也就实现了。所以所谓的高电平实际上是依靠一个过程来完成的，我们利用这个电路或是过程中的某个特征来对IC的驱动能力进行评价，而这样的选择可以有很多种，RT7220B规格书在表现这一点的时候只给出来一行数据：如上图中高亮显示的一行，其意思是说：当VG端外接4nF电容时，VG电压从1V上升到4V需要的时间典型值为75ns，最大值为125ns。到了具体应用中，这个时间到底为多少，就可以参照这个信息来做评估。对问题的思考一旦深入到过程，有的事情就变得复杂起来。前面说了芯片发现VD电压跌落到MOSFET开始导通的延迟时间典型值是100ns，这个数据就出现在上述高亮行的下一行，其中的注解说明了两个时间点，一个是VD电压下降过程中触发同步动作的时间，一个是VG电压上升到0.1V的时间，当需要对此时间段的长度进行评估的时候，就需要考虑到实际的测试条件，需要知道电源电压、负载电容、串联阻抗等数据，当这些因素发生改变的时候，所有的测试结果也都会改变，给人的认识也就会不同，所以单独看某一个数据实际上是没有什么意义的，仅仅是能帮助我们做个评估而已，但在某些时候这也已经够了，因为实际的应用常常也不需要多么地精确。我本打算把同步整流器的整个运作逻辑彻底做个研究的，但是写到这里发现文章字数已经超过2000，这提示我应该到此为止了。2000字是我开始这项工作的时候就预定的一个规画，是考虑到这个时代的人们大多不喜欢长文而定下来的一个指标，一些业界的朋友也曾建议我多用图片、少用文字，但是实际做起来会发现思考过程还是更需要文字的，所以常常还是写得多、画得少，这让我想起当初带女儿时总是给她文字多、图片少的图书，这对她后来的发展似乎造成了很大的影响，希望我的这个特性能够给你带来好处而不是坏处。无论如何，本文的内容已经差不多把同步开关给打开了，所依靠的内容全部来自规格书，如果你还不满足，可以自己尝试着继续深入，比如尝试着把它关掉，再看看哪些时间段是不容许开关动作的而RT7220B又是如何做的，可以思考一下还有什么因素会影响开关截止的速度。这样全套做下来，关于同步整流的全局性认识也就有了，而要完成这些事，规格书的内容我相信就已经足够了，反正就是玩玩而已，何不试试呢？本文来源RichtekTechnology，作者郑刚

通过检测门窗打开等事件，家庭安防传感器能够为居民们带来安全感。工业泵上的传感器发出的数据可以帮助工厂所有者及早检测到警示信号，从而防止出现故障并降低随着时间的推移而产生的维护成本。来自基于分布式网格的传感器网络的数据甚至可以用来应对地质事件，让应急人员有更多的时间采取行动。在大多数情况下，必须将系统中记录的这类数据发送给中央节点，用于处理、分析和制定决策。要维持这个恒定的数据流，需要耗费大量的能源和时间。通过加入局部智能功能将单个传感器转换为智能传感器节点，便可借助更先进的局部处理或边缘处理技术缩短整个系统的响应时间，提高效率。也可以将在系统边缘执行的推理计算传达给中央节点。这样可以减少所需的无线传输次数，并在发生关键系统事件时实时做出决策。例如，当驱动系统内某个齿轮的轮齿出现磨损和断裂时，该系统的频率特征即会发生变化。通过检测并分析这些变化，系统可以确定是否关闭电机，直到能够检查电机并在必要时让技术人员进行维修为止。如今，这一智能功能通常作为低端数字信号处理器(DSP)或高性能微控制器(MCU)实施。这两种选项各有利弊，不过即便是低端DSP，通常也能轻松提供传感器节点所需的性能。很多低端DSP需要利用外部模数转换器(ADC)或外部存储器来收集和存储数据。这些额外的组件导致总应用成本和功耗的无谓开销迅速增加。如前所述，考虑到很多楼宇的门窗数量数不胜数，家庭安防系统是一个很好的示例。尽管添置多个昂贵的玻璃破碎检测系统非常有用，但很多消费者并不愿意为此买单。这些基于DSP的系统利用快速傅里叶变换(FFT)来执行声音振动数据分析，以确定窗户是否破损。此外，这些系统的功耗也相对较高，因此除非每个传感器都永久连接到电源，否则需要定期更换电池。而对于微控制器，边缘处理通常是一项挑战，因为它们的计算能力非常薄弱。例如，执行通过C代码实施的FFT时所花费的时间要比使用具有专用硬件外设的DSP长得多。由于MCU较长时间内都在活动模式下运行，此时间差值不但会造成效率低下，更为重要的是，还可能导致在时间紧急的情况下无法及时得到结果。这一固有的时间间隔降低了物联网(IoT)的可行性，因为此概念以两个理念为基石：1.中央枢纽能够与所连接的数十亿个设备通信并处理来自这些设备的数据2.所连接的设备足够智能，能够提供简单的最终用户体验电池寿命也是一个关键的考虑因素，因为每天充电一次以上会导致消费者失去兴趣。如今，通过允许便携式设备只监听特定的代码字或短语，以使系统能够开始将数据传输到中央服务器进行高级分析，并将分析结果回传到所连接的设备，这一问题已经解决。这是这些类型的高级处理应用常用的一种技术，但电源的低效让我们不得不考虑用户可以接受的充电间隔是多长。根据具体的应用，每天充电一次是可以忍受的，不过消费者明显更喜欢充电一次即可连续使用一周甚至更久的解决方案。我们再来考虑一下玻璃破碎检测器和电机监控器。在一家拥有数千个电机的大型工厂中，哪怕每隔一周为电池充一次电也是一个不切实际的解决方案。最终，将MCU的低功耗优势与DSP的增强性能相结合，可让推理边缘计算的智能程度和数据处理能力实现重大突破。但这需要更先进的硬件。老问题，新办法想象一下，如果MCU具备数字信号处理引擎和专用硬件加速器的某些预处理能力。这些MCU可以迅速唤醒以筛选数据或执行FFT，但也可以在待机模式下利用比较器和ADC来了解何时唤醒。这样不仅可在各种工业和消费性应用中获得实时结果，还能降低系统功耗，让电池寿命达到数年之久，而不是数天。尽管如今的某些MCU支持多种DSP加速器，但它们倾向于将中央处理单元(CPU)的能力发挥到极致，这样就导致会消耗大量的能源。MCU中新加入的使能DSP协处理器（例如MSP430™MCU平台上引入的低功耗加速器(LEA)）以节能和具有成本效益的方式提升了性能水平，从而弥补了MCU与低端DSP之间的差距。专用硬件中具有LEA模块的MCU可执行DSP功能，因此允许硬件进入低功耗模式，从而降低系统总体功耗并执行更复杂的推理计算。这样，应用将：A.更多地处于低功耗模式下，从而有效降低总体应用功耗；或者B.专注于计算，以提高应用的频率。C.允许应用执行其他功能，例如在IoT应用中与主节点进行无线通信。随着时间的推移，为使互联设备越来越普及，特别是考虑到更加智能的MCU能够以低成本、高能效的方式让互联设备快速、方便地为用户提供数据，所有这些选项都变得至关重要。基于FFT的应用，使用LEA模块LEA模块是位于各个MSP430器件内的矢量数学引擎。此模块可执行信号处理、矩阵乘法以及在应用程序运行时通常需要耗费大量时间和能源进行计算的其他运算。LEA模块是一个低功耗协处理器，在运行时无需任何CPU干预，可执行运算并在执行完功能后触发中断。LEA模块基于在配置期间提供的命令运行，这些命令根据配置用作内存输入或输出缓冲器和运算类型的指针。专门为MSP430MCU打造并优化的MSPDSP库让这些命令变得简单易用，能够让程序员实现所选DSP应用。当器件上具有LEA模块时，编译器除了使用已实施的MSPC代码优化技术以外，还会自动使用此模块来优化性能。MSP430F599x微控制器是采用这种新型LEA模块外设的领先器件。这些高性能的16位MCU具有屡获殊荣的超低功耗架构、最大256KB的嵌入式铁电随机存取存储器(FRAM)以及多种灵活高效的外设，构成了一个适用于很多数字信号处理应用的绝佳MCU平台。文章来源于网络

为了使大气排放传感器更易于使用，我制作了包含AS3935集成电源的分线板。心脏显然是IC，我将其电源，具有外部微控制器电路的通信总线和主要控制信号带到外部。所有用于外部连接或外部处理的线都放在一侧有2.54mm间隙的焊盘线上，我们可以在该焊盘上应用细条纹。使用I²C总线或SPI总线与外部环境进行数据连接是串行的；在最后一种情况下，我们将使用以下行：MISO（主输入从输出），用于突破板输出，用于将与检测到的雷电相关的数据发送到Arduino；MOSI（主输出从设备输入），它是Arduino的数据输出，用于将设置消息或确认消息传送到分支板；CS（ChipSelect）是Arduino的产品线，可让分线板在SPI总线上进行交互；CS之所以有用，是因为多个设备可以使用SPI，并且为了避免数据同事，我们需要每次通信会话每次仅启用一个设备。SCL（时钟）对应于同步总线通信的信号。请注意，如果没有另外指定，AS3935的引脚8（即CS）从其内部上拉电阻保持在逻辑高电平，但是可以通过不需要外部管理的JCS跳线将其强制为逻辑零。对于串行通信模式，可以使用插在引脚9（选择接口）上的第二个跳线（标记为SI）在分支板上选择。集成的AS3935集成作品：在SPI模式下，如果9为逻辑零；如果选择接口处于VDD，则在I²C模式下工作。在我的应用程序中，我选择了第一个选项，因此您可以看到跳线已关闭。我将IRQ引脚（10）接到了CN1连接器的端子3，当IRQ是一个输出时，它与微控制器进行通信；当检测到雷电并将相应的值写入内部寄存器之一时，AS3935将逻辑电平拉高（REG0x03[3：0]）。输入阶段，这是允许我检测与闪电相对应的无线电干扰的阶段；这与引脚2和3有关，它们是集成电路的无线电接收器输入，它需要在输入端加上一个反谐振电路，以便调谐一定的带宽并排除与天线无关的低频干扰。目的。应用我提出的项目基本上由三个要素组成：防雷器（可在分线板上使用），ArduinoUno板（其职责是分析传感器提供的信号，对其进行处理并在串行LCD显示屏上显示）电路的第三个元素）提取的信息，即检测到的放电数量以及估计的距离，可以认为是闪电的“产生”。正如这些页面中的接线图所示，所有组件都必须连接，传感器分线板通过ISCP连接器与Arduino接口，因为后者具有完整的4线SPI总线。为了管理串行显示，我们使用软件序列，该软件序列通过SoftwareSerial.h库进行了仿真，该库使您可以为需要它的可能应用程序释放硬件序列。如上所述，传感器分线板通过SPI总线连接，从该总线可以接收所有设置并传送有关雷电检测的数据。板载芯片本身足以测量强度并检测由安装在分接板上的线圈检测到的放电过程，因此提供的数据不需要Arduino进行任何特殊处理。与分线板的连接利用了ICSP连接器上报告的SPI总线；然后我们将板子使用的GND（接地）和Vcc（连接至+5V）从Arduino取电。CS（在逻辑级别0处于活动状态）由Arduino的数字I/O3处理，从草图将其设置为输出，而分解板的IRQ则与数字I/O2接口，因此初始化为输入，因为具体来说，IRQ会通知Arduino可能与IC电路或其中断板接口的微控制器，该微控制器能够读取注册表的内容。当IRQ返回逻辑零时，至少有2毫秒的停顿，然后再次读取注册表。对于串行LCD显示屏，它通过5V和GND端子连接到Arduino，以用于电源和数字I/O5（设置为输出），将数据串行发送到LCD上的RX端子。通常，在不到60秒的时间内会显示风暴通知以及检测次数。如果在60秒内没有其他检测到，则显示通知“未检测到闪电”。如果在集成电路的注册表中可以找到检测距离，则此信息也会显示在第二行中，并在以下行中显示一条消息：DisturbDet。X其中“x”表示检测到的放电次数。在下面，您可以看到：距离：nkm其中“n”是闪电击中地面的估计距离。如果距离小于最小距离，则第一行显示Storm开销，第二行显示WATCHOUT！文章来源Hackaday

1、压敏电阻介绍“压敏电阻”是一种具有非线性伏安特性的电阻器件，主要用于在电路承受过压时进行电压钳位，吸收多余的电流以保护敏感器件。压敏电阻器的电阻体材料是半导体是一种限压型保护器件。利用压敏电阻的非线性特性，当过电压出现在压敏电阻的两极间，压敏电阻可以将电压钳位到一个相对固定的电压值，从而实现对后级电路的保护。压敏电阻的主要参数有：压敏电压、通流容量、结电容、响应时间等。2、压敏电阻工作原理当加在压敏电阻上的电压低于它的阈值时，流过它的电流极小，它相当于一个阻值无穷大的电阻。也就是说，当加在它上面的电压低于其阈值时，它相当于一个断开状态的开关。当加在压敏电阻上的电压超过它的阈值时，流过它的电流激增，它相当于阻值无穷小的电阻。也就是说，当加在它上面的电压高于其阈值时，它相当于一个闭合状态的开关3、压敏电阻注意事项（1）必须保证在电压波动最大时，连续工作电压也不会超过最大允许值，否则将缩短压敏电阻的使用寿命；（2）在电源线与大地间使用压敏电阻时，有时由于接地不良而使线与地之间电压上升，所以通常采用比线与线间使用场合更高标称电压的压敏电阻器4、压敏电阻作用压敏电阻有什么用？压敏电阻的最大特点是当加在它上面的电压低于它的阀值"UN"时，流过它的电流极小，相当于一只关死的阀门，当电压超过UN时，它的阻值变小，这样就使得流过它的电流激增而对其他电路的影响变化不大从而减小过电压对后续敏感电路的影响。利用这一功能，可以抑制电路中经常出现的异常过电压，保护电路免受过电压的损害。5、压敏电阻应用类型不同的使用场合，应用压敏电阻的目的，作用在压敏电阻上的电压/电流应并不相同，因而对压敏电阻的要求也不相同，注意区分这种差异，对于正确使用是十分重要的。根据使用目的的不同，可将压敏电阻区分为两大类：①保护用压敏电阻②电路功能用压敏电阻6、压敏电阻的类型浪涌抑制型：是指用于抑制雷电过电压和操作过电压等瞬态过电压的压敏电阻器，这种瞬态过电压的出现是随机的，非周期的，电流电压的峰值可能很大。绝大多数压敏电阻器都属于这一类。高功率型：是指用于吸收周期出现的连续脉冲群的压敏电阻器，例如并接在开关电源变换器上的压敏电阻，这里冲击电压周期出现，且周期可知，能量值一般可以计算出来，电压的峰值并不大，但因出现频率高，其平均功率相当大。高能型：指用于吸收发电机励磁线圈，起重电磁铁线圈等大型电感线圈中的磁能的压敏电压器，对这类应用，主要技术指标是能量吸收能力。压敏电阻器的保护功能，绝大多数应用场合下，是可以多次反复作用的，但有时也将它做成电流保险丝那样的“一次性“保护器件。例如并接在某些电流互感器负载上的带短路接点压敏电阻。7、压敏电阻基本性能（1）保护特性，当冲击源的冲击强不超过规定值时，压敏电阻的限制电压不允许超过被保护对象所能承受的冲击耐电压。（2）耐冲击特性，即压敏电阻本身应能承受规定的冲击电流，冲击能量，以及多次冲击相继出现时的平均功率。（3）寿命特性有两项：一是连续工作电压寿命，即压敏电阻在规定环境温度和系统电压条件应能可靠地工作规定的时间（小时数）；二是冲击寿命，即能可靠地承受规定的冲击的次数。（4）压敏电阻介入系统后，除了起到安全阀”的保护作用外，还会带入一些附加影响，这就是所谓”二次效应”，它不应降低系统的正常工作性能。这时要考虑的因素主要有三项，一是压敏电阻本身的电容量（几十到几万PF），二是在系统电压下的漏电流，三是压敏电阻的非线性电流通过源阻抗的耦合对其他电路的影响。8、压敏电阻基本参数标称压敏电压（V）指通过规定持续时间的脉冲电流（一般为1mA持续时间一般小于400mS）时压敏电阻器两端的电压值。电压比指压敏电阻器的电流为1mA时产生的电压值与压敏电阻器的电流为0.1mA时产生的电压值之比。最大限制电压（V）在压敏能承受的最大脉冲峰值电流Ip及规定波形下压敏电阻两端电压峰值。残压比通过压敏电阻器的电流为某一值时，在它两端所产生的电压称为这一电流值的残压。残压比则是残压与标称电压之比。通流容量（kA）通流容量也称通流量，是指在规定的条件（规定的时间间隔和次数，施加标准的冲击电流）下，允许通过压敏电阻器上的最大脉冲（峰值）电流值。漏电流（mA）漏电流也称等待电流，是指压敏电阻器在规定的温度和最大直流电压下，流过压敏电阻器电流。电压温度系数指在规定的温度范围（温度为20℃~70℃）内，压敏电阻器标称电压的变化率，即在通过压敏电阻器的电流保持恒定时，温度改变1℃时，压敏电阻器两端电压的相对变化。电流温度系数指在压敏电阻器的两端电压保持恒定时，温度改变1℃时，流过压敏电阻器电流的相对变化。电压非线性系数指压敏电阻器在给定的外加电压作用下，其静态电阻值与动态电阻值之比。绝缘电阻：指压敏电阻器的引出线（引脚）与电阻体绝缘表面之间的电阻值。静态电容量（PF）指压敏电阻器本身固有的电容容量。额定功率在特定的环境温度85℃下工作1000小时，使压敏电压变化小于10%的最大功率。最大冲击电流（8/20us）以特定的脉冲电流（8/20us波形）冲击压敏电阻器一次或两次（每次间隔5分钟），使的压敏电压变化仍在10%以内的最大冲击电流。9、压敏电阻动作原理突波吸收器之保护原理：压敏电阻在预备状态时，相对于受保护之电子组件而言，具有很高的阻抗（数兆欧姆）而且不会影响原设计电路之特性。但当瞬间突波电压出现（超过突波吸收器之崩溃电压时），该突波吸收器之阻抗会变低（仅有几个欧姆）并造成线路短路，也因此电子产品或较昂贵之组件受到保护。原文来自：志博PCB

此技巧使用运算放大器衰减从5V至3.3V系统的信号幅值。要将5V模拟信号转换为3.3V模拟信号，最简单的方法是使用R1:R2比值为1.7:3.3的电阻分压器。然而，这种方法存在一些问题。1）衰减器可能会接至容性负载，构成不期望得到的低通滤波器。2）衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。无论是哪种情形，都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器（见图1）。电路输出电压与加在输入的电压相同。为了把5V信号转换为较低的3V信号，我们只要加上电阻衰减器即可。如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前，那么将为3.3V电路提供最低的阻抗。此外，运放可以从3.3V供电，这将节省一些功耗。如果选择的X非常大的话，5V侧的功耗可以最大限度地减小。如果衰减器位于单位增益跟随器之后，那么对5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从5V供电，3V侧的阻抗将取决于R1||R2的值。文章来源于网络

在选择与3.3V单片机配合使用的外部N沟道MOSFET时，一定要小心。MOSFET栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。对于3.3V应用，所选MOSFET的额定导通电阻应针对3V或更小的栅极驱动电压。例如，对于具有3.3V驱动的100mA负载，额定漏极电流为250μA的FET在栅极-源极施加1V电压时，不一定能提供满意的结果。在从5V转换到3V技术时，应仔细检查栅极-源极阈值和导通电阻特性参数，如图1所示。稍微减少栅极驱动电压，可以显著减小漏电流。对于MOSFET，低阈值器件较为常见，其漏－源电压额定值低于30V。漏－源额定电压大于30V的MOSFET，通常具有更高的阈值电压（VT）。如表1所示，此30VN沟道MOSFET开关的阈值电压是0.6V。栅极施加2.8V的电压时，此MOSFET的额定电阻是35mΩ，因此，它非常适用于3.3V应用。对于IRF7201数据手册中的规范，栅极阈值电压最小值规定为1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V栅-源电压时开关电流，因为对于低于4.5V的VGS（th），没有说明规范。对于需要低开关电阻的3.3V驱动的应用，不建议使用IRF7201，但它可以用于5V驱动应用。

有极性电容和无极性电容原理上相同，都是存储电荷和释放电荷；极板上的电压（这里把电荷积累的电动势叫电压）不能突变。区别在于介质的不同、性能不同、容量不同、结构不同致使用环境和用途也不同。反过来讲，人们根据生产实践需要，实验制造了各种功能的电容器来满足各种电器的正常运行和新设备的运转。随着科学技术的发展和新材料的发掘，更优质、多样化的电容器会不断涌现。1介质不同介质是什么东西？说穿了就是电容器两极板之间的物质。有极性电容大多采用电解质做介质材料，通常同体积的电容有极性电容容量大。另外，不同的电解质材料和工艺制造出的有极性电容同体积的容量也会不同。再有就是耐压和使用介质材料也有密切关系。无极性电容介质材料也很多，大多采用金属氧化膜、涤纶等。由于介质的可逆或不可逆性能决定了有极、无极性电容的使用环境。2性能不同性能就是使用的要求，需求最大化就是使用的要求。如果在电视机里电源部分用金属氧化膜电容器做滤波的话，而且要达到滤波要求的电容器容量和耐压。机壳内恐怕也就只能装个电源了。所以作为滤波只能使用有极性电容，有极性电容是不可逆的。就是说正极必须接高电位端，负极必须接低电位端。一般电解电容在1微法拉以上，做偶合、退偶合、电源滤波等。无极性电容大多在1微法拉以下，参与谐振、偶合、选频、限流、等。当然也有大容量高耐压的，多用在电力的无功补偿、电机的移相、变频电源移相等用途上。无极性电容种类很多，不一一赘述。3容量不同前面已经讲过同体积的电容器介质不同容量不等，不一一赘述。4结构不同原则上讲不考虑尖端放电的情况下，使用环境需要什么形状的电容都可以。通常用的电解电容（有极性电容）是圆形，方型用的很少。无极性电容形状千奇百变。像管型、变形长方形、片型、方型、圆型、组合方型及圆型等等，看在什么地方用了。当然还有无形的，这里无形指的就是分布电容。对于分布电容在高频和中频器件中决不可忽视。5使用环境和用途在家电维修中，以上说的都可能遇到。要想深入浅出的认识还要靠自己摸索揣摩。这里只是抛砖引玉，还请指正补充。因为其内部材料和构造的关系，有极性电容（如铝电解）容量可以做的很大，但其高频特性不好，故适合用于电源滤波等场合，但也有高频特性好的有极性电容——钽电解，它价格比较高;无极性电容体积小，价格低，高频特性好，但它不适合做大容量。像瓷片电容、独石电容、聚乙烯（CBB）电容等都是，瓷片电容一般用在高频滤波、震荡电路中比较多。磁介电容是以陶瓷材料为介子，并在表面烧上银层作为电极的电容器。磁介电容器性能稳定。损耗，漏电都很小，适合于高频高压电路中应用。一般而言，电容两极间的绝缘材料，介电常数大的（如铁电陶瓷，电解液）适合于制作大容量小体积的电容，但损耗也大。介电常数小的（如陶瓷）损耗小，适合于高频应用。

模拟电路是指用来对模拟信号进行传输、变换、处理、放大、测量和显示等工作的电路。模拟信号是指连续变化的电信号。模拟电路是电子电路的基础，它主要包括放大电路、信号运算和处理电路、振荡电路、调制和解调电路及电源等。模拟电路分类模拟电路可分为标准模拟电路和专用模拟电路（applicationspacificanalogIC）两大类，前者占市场的37%，后者占63%，据ICInsight公司报道，2000年两者合计达310亿美元，比上年大幅增长40%，预计今年将续增23%，达380亿美元。又据WSTS（世界半导体贸易统计协会2012年秋季最新预测，世界模拟电路市场2000年为306.3亿美元，2013年增长20%，达368.8亿美元，1999~2003年间的年均增长率为19.5%。标准模拟电路包括放大器接口电路、数据转换器、比较器、稳压器和基准电路等。2000年共计114亿美元，其中稳压器和基准电路比例最大，占整个模拟电路市场的13%，随后为放大器，占10%，接口电路8%，数据转换器6%，比较器1%。专用模拟电路市场是指在消费类电子产品、计算机、通信、汽车和工业其他部门应用的电路。2000年共计192亿美元在整个模拟电路市场上，通信用专用模拟电路占22%，消费类占16%，汽车用占9%，计算机占8%，工业和其他应用占7%。五种基础模拟电路一、桥式整流电路二、微分和积分电路三、共射极放大电路四、分压偏置式共射极放大电路五、LC振荡电路

在驱动双极型晶体管时，基极“驱动”电流和正向电流增益（Β/hFE）将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机I/O端口驱动，使用端口电压和端口电流上限（典型值20mA）来计算基极驱动电流。如果使用的是3.3V技术，应改用阻值较小的基极电流限流电阻，以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。RBASE的值取决于单片机电源电压。公式1说明了如何计算RBASE。如果将双极型晶体管用作开关，开启或关闭由单片机I/O端口引脚控制的负载，应使用最小的hFE规范和裕度，以确保器件完全饱和。3V技术示例对于这两个示例，提高基极电流留出裕度是不错的做法。将1mA的基极电流驱动至2mA能确保饱和，但代价是提高了输入功耗。文章来源于网络

一、二极管从正向导通到截止有一个反向恢复过程在上图所示的硅二极管电路中加入一个如下图所示的输入电压。在0―t1时间内，输入为+VF，二极管导通，电路中有电流流通。设VD为二极管正向压降（硅管为0.7V左右），当VF远大于VD时，VD可略去不计，则在t1时，V1突然从+VF变为-VR。在理想情况下，二极管将立刻转为截止，电路中应只有很小的反向电流。但实际情况是，二极管并不立刻截止，而是先由正向的IF变到一个很大的反向电流IR=VR／RL，这个电流维持一段时间tS后才开始逐渐下降，再经过tt后，下降到一个很小的数值0.1IR，这时二极管才进人反向截止状态，如下图所示。通常把二极管从正向导通转为反向截止所经过的转换过程称为反向恢复过程。其中tS称为存储时间，tt称为渡越时间，tre=ts+tt称为反向恢复时间。由于反向恢复时间的存在，使二极管的开关速度受到限制。二、产生反向恢复过程的原因——电荷存储效应产生上述现象的原因是由于二极管外加正向电压VF时，载流子不断扩散而存储的结果。当外加正向电压时Ｐ区空穴向Ｎ区扩散，Ｎ区电子向Ｐ区扩散，这样，不仅使势垒区（耗尽区）变窄，而且使载流子有相当数量的存储，在Ｐ区内存储了电子，而在Ｎ区内存储了空穴，它们都是非平衡少数载流于，如下图所示。空穴由Ｐ区扩散到Ｎ区后，并不是立即与Ｎ区中的电子复合而消失，而是在一定的路程LP（扩散长度）内，一方面继续扩散，一方面与电子复合消失，这样就会在LP范围内存储一定数量的空穴，并建立起一定空穴浓度分布，靠近结边缘的浓度最大，离结越远，浓度越小。正向电流越大，存储的空穴数目越多，浓度分布的梯度也越大。电子扩散到Ｐ区的情况也类似，下图为二极管中存储电荷的分布。我们把正向导通时，非平衡少数载流子积累的现象叫做电荷存储效应。当输入电压突然由+VF变为-VR时Ｐ区存储的电子和Ｎ区存储的空穴不会马上消失，但它们将通过下列两个途径逐渐减少：①在反向电场作用下，Ｐ区电子被拉回Ｎ区，Ｎ区空穴被拉回Ｐ区，形成反向漂移电流IR，如下图所示；②与多数载流子复合。在这些存储电荷消失之前，ＰＮ结仍处于正向偏置，即势垒区仍然很窄，ＰＮ结的电阻仍很小，与RL相比可以忽略，所以此时反向电流IR=（VR＋VD）/RL。VD表示ＰＮ结两端的正向压降，一般VR>>VD，即IR＝VR／RL。在这段期间，IR基本上保持不变，主要由VR和RL所决定。经过时间ts后Ｐ区和Ｎ区所存储的电荷已显著减小，势垒区逐渐变宽，反向电流IR逐渐减小到正常反向饱和电流的数值，经过时间tt，二极管转为截止。由上可知，二极管在开关转换过程中出现的反向恢复过程，实质上由于电荷存储效应引起的，反向恢复时间就是存储电荷消失所需要的时间。二极管和一般开关的不同在于,“开”与“关”由所加电压的极性决定,而且“开”态有微小的压降Vf,“关”态有微小的电流i0。当电压由正向变为反向时,电流并不立刻成为(-i0),而是在一段时间ts内,反向电流始终很大,二极管并不关断。经过ts后,反向电流才逐渐变小,再经过tf时间,二极管的电流才成为(-i0),ts称为储存时间,tf称为下降时间。tr=ts+tf称为反向恢复时间,以上过程称为反向恢复过程。这实际上是由电荷存储效应引起的,反向恢复时间就是存储电荷耗尽所需要的时间。该过程使二极管不能在快速连续脉冲下当做开关使用。如果反向脉冲的持续时间比tr短,则二极管在正、反向都可导通,起不到开关作用。

比较器的基本工作如下：•反相（-）输入电压大于同相（+）输入电压时，比较器输出切换到Vss。•同相（+）输入端电压大于反相（-）输入电压时，比较器输出为高电平。为了保持3.3V输出的极性，3.3V输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由R1和R2确定的参考电压处，如图1所示。计算R1和R2R1和R2之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V输出，反相电压应该置于VOL与VOH之间的中点电压。对于LVCMOS输出，中点电压为：如果R1和R2的逻辑电平关系如下，若R2取值为1K，则R1为1.8K。经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，以将3.3V输入信号转换为5V输出信号。这是利用了比较器的特性，即：根据“反相”输入与“同相”输入之间的压差幅值，比较器迫使输出为高（VDD）或低（Vss）电平。注：要使运算放大器在5V供电下正常工作，输出必须具有轨到轨驱动能力。文章来源于网络