RaspberryPi空气监测HAT|RaspberryPi的实时PM传感器可用于监视附近区域的实时空气质量。硬件部件：RaspberryPi的空气监测HAT×1个RaspberryPi4B型×1个空气监测HAT|RaspberryPi的实时PM传感器PMSA003传感器|标准RaspberryPi40引脚GPIO接头|OLED显示器0.91英寸|UART（串行）接口|数位感测器RaspberryPi的空气监测HAT是一种开源便携式传感器，能够提供一定数量的悬浮微粒及其质量。空气监测HAT包含一个高科技PMSA003传感器，该传感器通过数字输出提供每单位体积空气中悬浮颗粒物（PM1.0，PM2.5，PM10）的信息。空气监测HAT的工作电压为3.3V，可通过UART（串行）与传感器的待机电流≤200微安（μA）通信。使用RaspberryPi进行空气监测空中监视HAT中有2个引脚专用于在通用异步接收器和发送器协议（UART）上运行的串行数据通信接口。它具有一个用于控制接口的引脚，使用高级控制和低级控制。所有电平都在3.3VTTL电平上运行。空气监测HAT规格空气监测HAT引脚排列

我们在介绍60V、3.5A工业级Buck转换器RTQ6363的时候有读者询问自举电容为什么会取值0.1µF，当时没有细聊此问题，最近我利用闲暇时间作了一些公式的推导，得到一些可作计算依据的公式，现在就把这个推导过程和相关的结果分享给有需要的读者参考。先来看看RTQ6363的应用电路图：注意了解自举电容所处的位置，再来看看RTQ6363的内部电路框图：再结合Buck电路的工作原理，便可知道自举电容CBOOT和上桥开关MOSFET输入电容之间的关系是怎么样的，这成为我们进行公式推导的基础。当上桥截止、外接续流二极管导通的时候，SW节点与GND电位相同（这里忽略续流二极管的导通压降以简化问题），内部稳压器通过二极管对CBOOT充电，我们假设其充满电压为U，同时假设CBOOT的容量为C，则其中储存的能量为上桥导通的过程是利用CBOOT中的储能对上桥开关MOSFET输入电容（假设其容量为dC）充电的过程，最后这两个电容里的电压将会相等。假设CBOOT在此阶段没有得到任何能量的补充，则这个能量的分配过程将会造成CBOOT电压的下降，其下降量为dU，于是可以计算出这两个电容的总储能为很显然，前后两次计算得到的电容储能是相等的，所以有于是便有消去等式两侧的相同项后有最后得到关于dU的一元二次方程：根据一元二次方程解的公式，有因为不可能有dU>U，所以只有下述答案是合理的：这个公式告诉我们的结论是：C的值越大、dC的值越小，则dU越小。假如dC是C的十分之一、U=5V，则dU=0.233V，将此数据用到具体的电路上，其意义便是当自举电容CBOOT的容量是上桥开关输入电容的10倍时，驱动上桥开关导通的过程所造成的自举电容电压下降约为0.233V，此数据越小，则上桥开关的导通程度越高，对下一段自举电容充电时间的要求也越低。如果需要在定好上桥驱动电压的情况下去选择自举电容的容量，公式推导过程就要从另外一个角度进行：C的值与dC的值成正比，这说明上桥开关输入电容的值越大则自举电容的值也要越大。有了上述的计算公式，我们常常看到的0.1µF自举电容量就是可以被理解的一个选择了，因为很多MOSFET的输入电容量都在几个nF以内，集成在IC内部的开关可能还有更小的输入电容，虽然陶瓷电容的实际容量会随着工作电压的不同而发生变化，但其变化量应该都在可以接受的范围内，其剩余的实际容量还是要比上桥开关的输入电容大很多，满足需求应该是有保障的。在实际的电路中，当由CBOOT向上桥开关的输入电容充电时，内部稳压电路仍然在向CBOOT供电，也在向上桥的驱动电路供电。当上桥导通导致其源极即SW节点电压上升以后，BOOT节点的电压也被抬升了与输入电压相同的幅度，内部稳压器已经不可能再给CBOOT供电，这时候的驱动电路仍然需要消耗电流，此电流是由CBOOT的储能提供的，此行为将会造成CBOOT的电压降低，时间长了也会造成其电压太低的结果，通过驱动电路与之相连的上桥开关的导通程度也会受到影响，这就是为什么RTQ636x系列器件都会有BOOT欠压保护设计的原因，而且也会有在轻载情况下主动将SW与地接通以实现CBOOT复充电的设计。上面的公式推导将这些过程中的充放电都忽略了，目的是要将问题简化到便于分析的程度，只要能让我们对自举电容参数的来历有个了解便可。同时也需要注意到的是简化会造成理论计算的结果和实际的表现是不完全一致的，如果我们去观察实际的电路波形，你看到的实际数据将会与计算结果有所差异，所以就不要有太高的精度要求。转载自RichtekTechnology。

硬件部件：ArduinoNanoR3×1个标准LCD-蓝色上的16x2白色×1个超声波传感器-HC-SR04（通用）×1个软件应用程序和在线服务：ArduinoIDE在这个项目中，我将向您展示如何使用arduino，16*2Lcd显示器和超声波传感器制作双向访客计数器。在这种情况下，您也可以使用红外传感器，但是红外传感器存在一些问题。在阳光下无法正常工作。这就是为什么我使用超声波传感器使该项目在阳光下正常工作的原因。关于设备这是一个双向访客计数器，这意味着它可以双向工作。此设备有助于监视编号。在任何房间或参观场所（如研讨会厅，会议室，购物中心，庙宇等）中的人。它进行计数，然后在16*2Lcd显示屏中显示整个数据，其中有多少人进入或离开任何房间或大厅。这个项目的好处借助此设备：人们可以很容易地算出礼堂，房间或大厅的人数。它也可以用于检查参加活动或参观博物馆的人的数量。在这种大流行情况下，在一个特定的地方不要有太多的人聚集是非常重要的。因此，使用此设备，您可以轻松检查状态。演示视频：

嘿！在这个项目中，我们将使用TP-4056模块制造锂离子电池充电器。易于使用以及便于携带。因此，让我们开始吧。耗材：该项目所需的材料：四个锂离子电池3.7V18650四个TP-4056模块锂离子电池座（可容纳4个电池）双面胶带或热胶枪烙铁红色和黑色电线钢丝钳关于TP-4056模块TP-4056IC是一款1A独立锂离子电池充电模块，带有2个LED指示灯，用于指示充电和充满电。红色-充电蓝色-充满电数据表：-输入电压：4-8V输出电压：4.2V输出充电电流：1A（最大值）（可通过Rprog调节）优点：使用简单如上所述，使用单个电阻器可调节电流线性电荷小模块缺点：最高输出为4.2V最高输入为8V最高充电电流为1A。将TP-4056模块粘在支架上电池座可容纳4个锂离子电池，因此我们将取出4个充电模块，并将它们粘贴到电池座的背面，如图所示。在这里，我使用双面胶带，但您也可以使用热胶枪。四个充电模块相互连接现在，我们将四个充电模块相互连接，就像上面的图像/草图所示。我们这样做是为了只给任何给定的模块供电，它也将为其他3个模块供电。将一个模块的输入（+）连接到另一模块的输入（+）。对于接地或负极输入端子也是如此。警告：应谨慎进行焊接，并在成人的监督下进行（18岁以下）。使用时，请将烙铁远离您的手。将电池（+）和电池（-）连接到电池座的正极和负极端子。现在，将电池座的负极端子和正极端子连接到标有B+和B-的TP-4056模块的正极端子和负极端子。注意：每个充电模块只能为单个电池充电。锂离子电池充电器已准备就绪！欢呼！我们已经完成了锂离子电池充电器。将电池插入电池座，然后将手机充电器插入其中一个模块。红灯表示电池仍在充电，蓝灯表示电池已充满电。给电池充满电需要1.5到2个小时。（我为电池充满电所花费的时间）注意：请勿对电池过度充电。充电后，在其他电池仍在充电时将其从电池座中取出。

工人在清洗污水时必须面对的问题是跌落，起火，耗氧，有毒气体等。从上述问题出发，我们必须高度重视有毒气体，这会导致严重的健康问题，例如肝炎和伤寒，并且如果这些气体的数量迅速增加，请不要提早警告。有时可能导致人类死亡。清洁污水时会产生有害气体，包括甲烷（CH4），一氧化碳（CO），氨（NH3），硫化氢（H2S）。甲烷等窒息性气体很容易替代氧气，并被困在密闭空间中。这些有害气体大多数与氧气发生反应，耗尽了下水道中的氧气浓度。H2S有剧毒，是一种无声的威胁。在石油，废水管理中，天然气工业中的H2S是许多有毒物质暴露的原因。会导致严重的健康问题取决于其暴露时间和浓度。使用感应H2S含量和毒性的H2S传感器。卸下人孔盖进行清洁时，这些有害气体会影响站附近的人。通常，腔室/检修孔在进入之前要打开一段时间。目的是开发一种能够在一分钟内检测到这些有毒气体的存在并在各种水平下产生红光的设备。如果任何一种气体达到其目标限值，它将通过led发出警报。在清洁操作之前，将脉搏血氧饱和度传感器固定在工人的手上。警报系统基于心跳传感器发出蜂鸣器信号并引起外部工作人员的注意。Arduino用作控制板，它具有众多功能，使其适合各种应用。无线传感器网络可在农业，医疗保健，机器人技术，环境监测等大量应用中经济高效地实现。这里使用WSN，所有感测到的数据将集体存储在云中，并且可以实时访问所有数据以进行连续监视。GSM是当今广泛应用中的一种技术。GSM模块用于向相关机构发送警报消息。该系统具有紧急按钮，如果电子设备出现故障，该按钮将起作用。其引脚连接为：•电源引脚（5V，GND）•MQ-136传感器输出连接到模拟引脚A0。•MQ-4传感器输出连接到模拟引脚A1。•MQ-7传感器输出连接到模拟引脚A2。•将Arduino的Tx端子连接到ESP8266的RX端子。

硬件部件：ArduinoNano33BLESenseVUSB焊接桥已连接（非默认）×1个ArduinoMKRGPS防护罩×1个ArduinoSD卡适配器×1个SD卡上的GPS和AHRS数据记录器。将ArduinoNano33BLESense，MKRGPSShield与ublox8MGPS和mSD卡适配器连接。将数据记录仪连接到USBPowerBank，数据文件将写入mSD卡。Arduino上的3色LED显示记录器的状态：红色：正在初始化，蓝色：已初始化，正在等待寻找卫星，绿色：卫星查找并将数据记录到卡中。注意：需要关闭ArduinoBLE33Sense上的VUSB焊接桥（以便能够通过USBPowerBank为DataLogger供电）SD卡（V3）上的结果文件：Nr：柜台，纬度：经度*10.000，Lon：经度*10.000Spd：速度，单位为毫米/秒。SD卡（V3.1）上的结果文件：组件接线：

VFO/RF发生器，用于自制无线电设备，如直接转换和超外差接收机或ham发射机。硬件部件：ArduinoNanoR3×1个AdafruitSSD1306128X64OLED显示屏×1个AdafruitSI5351时钟发电模块×1个带按钮的旋转编码器×1个拨动开关，拨动×1个用于射频输出选择的RCA插孔×1个电容100nF×2电容10µF×1个电容10nF×2面包板（通用）×1个软件应用程序和在线服务：ArduinoIDE带有Si5351和Arduino的10kHz至120MHzVFO/RF发生器这是VFO（变频振荡器）的一个项目，用于自制设备，例如直接转换和超外差接收器或ham发送器。也可以用作RF/时钟发生器。特征：工作范围为10kHz至120MHz。1Hz，10Hz，1kHz，5kHz，10kHz和1MHz的调谐步长。中频（IF）偏移（+或-）可调。用作自制超外差或直接转换无线电接收机上的本地振荡器。用作HAM无线电发射机的VFO。用作简单的RF/时钟发生器，用于校准参考或时钟生成。可与ArduinoUno，Nano和ProMini一起使用。使用通用的128x64I2COLEDSSD1306显示器和Si5351模块。I2C数据传输，仅2条线连接显示器/Si5351和arduino。频率生成的高稳定性和精度。简单但非常有效且免费。显示图片：运行中的VFO：原理图/接线：说明：在ArduinoIDE上打开scketch，安装所有必需的库。选择首选项（请参阅注释）并编译草图，然后将其加载到ArduinoNano，Uno或ProMini。按照示意图连接Arduino，Display，Si5351模块，旋转编码器等。打开Arduino的电源。旋转旋转编码器以调高或调低频率。按下编码器按钮以更改频率步进调谐。可用的步进为1Hz，10Hz，1kHz，5kHz，10kHz和1MHz。

电源是电子学中最受欢迎的主题之一。调节电源有两种主要类型：线性电源和开关电源。两种电源类型都有一些优点和缺点，但是，线性电源具有更好的线路和负载调节指标，并且在输出端具有较低的噪声，特别是当电源可调且输出负载时；尽管其效率低于开关电源。在本文/视频中，我介绍了可调节的30V-4A线性电源，该电源可提供恒定电压和恒定电流调节。电源的输出噪声低，已使用SiglentSDS2102XPlus示波器的功率分析功能进行了测量。所有组件封装都是通孔，因此您不需要任何特殊的焊接工具。让我们开始吧！硬件部件：LM338×1个IRLZ44×1个78L09×1个LM358×1个技术指标：输入电压（最大值）：35V[30V，经过测试的最大值]输出电压（最小值）：1.28V输出电压（经最大测试）：27.35V[28.9Vin，空载，25C]输出电流：1.1mA至4A（最大连续）输出噪声（空载）：6-7mVpp输出噪声（1A负载）：6-7mVpp输出噪声（2A负载）：8-10mVppA：电路分析图1显示了该设备的示意图。该设计包括两个主要部分：主调节器电路和限流电路。图1可调电源示意图P3是KF128-4Pin块端子，用于将输入和输出线连接到电路。C4，C5和C6用于降低输入噪声。D1和D2是保护二极管。也可以使用肖特基二极管代替D1和D2。IC3是LM3385A正线性稳压器[1]。R3为调节器提供输出反馈路径，P2为5K多圈电位器，用于调节输出电压。C7电容器已被用来减少噪声。C9，C10和C11用来降低输出噪声，但是它们连接到另一个接地参考，即Q1的漏极引脚。Q1是IRLZ44N沟道Mosfet[2]，它借助IC1来限制电流。IC1和Q1组合如何进行电流限制的理论有点复杂，以后的视频中将对此进行解释。IC1是LM358著名的运算放大器[3]。R2是由三个并联的3.3R-10W电阻组成的负载电阻，等于30W-1.1R电阻。C3和R1建立了一个RC滤波器，可减少来自负载电阻的噪声。C1和C2也用于降低噪声。IC2是一个78L09调节器[4]，用于为IC1提供稳定的电源轨。C8已用于降低IC2的输出噪声。P1是5K多圈电位器，用于设置电流极限。最后，R4是一个基本的负载电阻，它吸收几毫安的电流，以稳定无负载下的电源输出。B.PCB布局图2显示了PCB布局的最新版本。它是两层PCB板，所有组件封装均为通孔。对于大多数用户而言，焊接非常容易。高载流径的厚度为4.5mm。您应该在彼此之上安装三个3.3R-10W电阻器以构建R2，因此R2是三个3.3R-10W电阻器的并联电阻，等于1.1R-30W电阻器。图2可调电源电路的PCB布局（最新版本）我的组件库存储中没有几个组件的组件库。因此，与往常一样，我使用了SamacSys组件库，并为IC1[5]，IC2[6]，IC3[7]和Q1[8]安装了缺少的库（示意图符号，PCB尺寸，3D模型）。您有两个选择来安装和使用组件库。您可以访问componentsearchengine.com，下载并导入CAD软件中的库，也可以使用SamacSysCAD插件（图3）。几乎所有已知的电子设计CAD软件都受支持[9]。我使用了AltiumDesigner，因此我使用Altium插件[10]安装了组件库（图4）。图3SamacSys插件支持的所有电子设计CAD软件图4SamacSysAltium插件中的选定组件库图5显示了组装好的PCB板。焊接元件完全没有问题。PCB铜，丝网印刷和阻焊层的质量非常好。图5电源电路的组装PCB板C.测试与测量您可以在视频中找到有关电压和电流测试的更多信息，但是，我也在此处放置了一些有关输出噪声的测试结果。这些测试已使用SiglentSDS2102XPlus示波器[11]进行。该示波器引入了一个方便的功能，称为“电源分析”，使用户可以对电源进行各种测试。我使用了“功率分析”选项的“输出纹波”功能。图6显示了空载时的输出噪声。图7显示了1A负载下的输出噪声，图8显示了2A负载下的输出噪声。该电路可以连续提供高达4A的电流，但是，请使用较大的散热器并准备良好的通风。图6空载时电源的输出噪声系数图71A负载下电源的输出噪声图82A负载下电源的输出噪声D.物料清单图9显示了物料清单。必须使用两个3针XH连接器将两个5K多圈电位计连接到板上。图9可调电源项目的物料清单

Buck转换器的输出电压纹波峰峰值计算公式为：其中，ESR是输出电容的等效串联电阻，COUT是输出电容的容量有效值，ΔIL是电感电流纹波峰峰值，fSW是转换器的工作频率。强调电容有效值是因为要考虑到陶瓷电容在不同电压下的容量衰减问题，这需要特别注意。电感电流纹波峰峰值计算公式为：其中新出现的参数有输入电压VIN、输出电压VOUT和电感量L。将(2)式代入(1)式可得：由此公式可见，Buck转换器的工作频率fSW对输出电压纹波电压峰峰值的影响是巨大的，它与由输出电容ESR引起的纹波成反比关系，对由输出电容量引起的纹波则是平方反比关系，所以在应用中只要将工作频率提高一点点就可以带来输出纹波的大幅度下降，对保证输出电压的洁净程度有巨大的作用。由于RT(Q)636x、RTQ296x-QA等60VBuck器件都具有外同步的能力，我们又希望用户在引入外同步时钟信号时不要降低电路本身的输出电压性能，所以在规格书中规定引入外同步时钟信号的频率不能低于由RRT所设定的工作频率，以免在切入外同步工作模式以后出现纹波超标的问题。本文是因为有读者留言询问为什么外同步时钟信号的频率不能高于电阻设定的工作频率而写，有读者关注这样的细节是我很高兴的事情，因为世界上怕就怕认真二字。武汉在一年前出现了一种从未见过的病毒，我们认真地对待它了，虽然有许多人借此非难，但是我们自己干自己的事，全国人民一起行动，还把火神和雷神都请出来帮忙了，让人民真正地得到了实惠，这就是认真的好处。愿我们都继续认真下去！愿以此与大家共勉！转载自RichtekTechnology。

最近介绍的60V/0.5A~5A非同步高压Buck转换器RT(Q)636x系列（供工业和商业系统使用）和RTQ296x-QA系列（供车用系统使用）都具有时钟信号外同步的功能，当时的文章是这样来提及此问题的："使用外部时钟对RTQ6363进行同步控制前文已经说过可用一只电阻对RTQ6363的工作频率进行设定，这只电阻需要连接在RT/SYNC和GND之间。如果需要让RTQ6363的开关动作和外部时钟信号同步，可以将该时钟信号输入RT/SYNC端，但是要求该时钟信号的频率必须高于连接在RT/SYNC和GND之间的电阻所设定的工作频率且介于300kHz~2.2MHz之间，而且该时钟信号的正脉冲宽度必须大于20ns，其低电平部分的电压必须低于0.5V、高电平部分的电压必须高于2V而低于6V。在接入外部时钟信号后，上桥开关导通的触发信号将来源于该时钟信号的下降沿，但是否导通及其导通时间将取决于回路控制本身的需要。"假如我们要同步控制的对象是RTQ2960-QA（其功能从本质上和RTQ6363是一样的），提供外部时钟的系统和它的连接关系可以如下图所示：由于图中由RRT设定的RTQ2960的工作频率为500kHz，外部接入的时钟信号的频率便必须高于500kHz，所以我给这个时钟源设定的频率范围便是500kHz~2.2MHz，总之其数据必须高于RTQ2960本身的工作频率，否则想实现同步的目的便不能实现。有读者留言询问在什么情形下需要使用外同步，对这个问题的答案我是没有什么实际经验的，因为从未经历过，有过的仅仅是思考，即完全是从理论的角度出发进行的推理，下面就把这些思考后的几个答案提供给读者参考。第一种，你需要在系统工作的过程中改变RTQ2960的工作频率，其意义可能是要避免DC/DC的工作频率对其他系统的工作发生影响。例如，当你把RTQ2960和一个广播接收机放在一起工作的时候，虽然RTQ2960已经有扩频工作模式可以降低其开关工作频率对广播频段带来的影响，这种扩频模式可以像一个经过严格训练的枪手一样让射出的子弹均匀分布在一片目标区域，绝对不像电视剧里的狙击高手一样能让所有的子弹都穿过同一个位置，却以另外一种规律体现其作为高手的能力，从而能将电磁辐射功率均匀分布在一段频带上而不是在一个频点上无限累加，但是你在实用中还是发现存在相同频段的干扰问题，这时候就可以使用一个由CPU控制的时钟信号发生器来控制RTQ2960的工作频率，使这个频率及其倍频都远离你的广播接收系统的接收频率，甚至可以使它远高于你使用的广播频段，因为中波调幅广播的频段都在低于或等于1710kHz的地方，而RTQ2960的外同步工作频率最高可达2.2MHz。如果你使用的是调频广播接收系统，这种系统的最低工作频率也有64MHz（俄罗斯的数据，我国的是87MHz），这时就可以将RTQ2960的工作频率设定到尽可能低的地方如300kHz以减轻其高次倍频对调频频段的影响。第二种情形，你可能在使用RTQ2960的时候既想利用其低频工作开关损耗低的特性，又想利用其高频工作输出电压纹波低的特性，这时候就可以根据不同的情况灵活调整外部同步时钟的信号频率，从而在适当的时候得到自己想要的特性。第三种情形，你使用多颗RTQ296x系列的器件来为你的系统供电，但是你发现为它们供电的电源上存在较大的低频纹波，而这种纹波居然与各个RTQ296x的工作频率之间的差拍有关，因为不同的RTQ296x因为以各自不同的节奏工作，这时候便在一些时段出现了电流输入脉冲的相互叠加，又有一些时段里的电流脉冲是分时出现的，前者便形成较大的输入电流尖峰，后者的输入电流则比较平坦，当供电源内阻低的时候其影响还比较小，当供电源内阻比较大时，输入电压的纹波也比较大了，这时候就可以考虑使用统一的时钟来同步各个RTQ296x的工作节奏，使它们能够分别在不同的时隙从供电电源取电，就像我们曾经介绍过的多相Buck转换器那样工作，这样便可以取得最均衡的效果，使对供电电源的要求最低化，而各个RTQ296x的工作效果以及它们之间的相互影响也最小化了。在上图所示的电路中，我将同一个时钟信号分别通过一个反相器和一个缓冲器以后引入两个RTQ2960的SYNC端，假如原始的时钟信号正好是占空比为50%的方波，反相器和缓冲器导致的时延也都相同，则这两颗RTQ2960所得到的时钟信号便是刚好相差180度，这将导致这两颗RTQ2960的上桥开关的导通开始时间也刚好相差180度。经过这样的处理，这两颗RTQ2960因为工作而带来的输入电流就被均匀地分散开了，与它们各自的负载特性一点关系都没有，由此导致的输入电压纹波也是最小的，成功达成了最初想要达成的目标。如果上述的两相工作还不能满足你的需求，你自然可以设计出其他的分频系统来构成更多的分相工作机制，直至满足你的需求为止。由于实际的应用总是千差万别的，你的实际系统可能会有不同的需求，你完全可以在这些需求的基础上去设计自己想要的东西，只要不违背基本的物理原理便好。当有了全新的设计以后，各个单元电路的元件参数通常需要重新考虑，你需要从最坏的情况入手去进行计算，以便最后得到的东西能满足所有条件下的要求。转载自RichtekTechnology。

深圳原来的关内地区是一个狭长的地带，东西向很长，南北向很窄。连通这片地区东西向的大道有三条，南边的是滨海大道，中间的是深南大道，北边的是北环大道。这三条大道到了西边后都会与月亮湾大道融合在一起，但各自的融合方法却有不同。滨海大道与月亮湾大道是完全垂直的关系，北环大道和月亮湾大道则是各自弯曲以后形成一条从东偏北向西偏南的斜线连接，完全没有任何突兀的感觉，深南大道在南头古城和南头中学外拐了一个弯后向西北延伸与107国道广深段连结在一起，这两条斜线又刚好以垂直的方式交叉而过，构成了一个十字形的交通枢纽——深南北环立交，让各种车辆可以在各条大道之间自由切换，但由于大型车辆被禁止经由深南大道穿越市区，它们便只能在北环、107和月亮湾大道上行驶。受周围地形地貌的限制，上述这个十字形的交通枢纽上存在一个几乎成90度的拐弯，那是从北环大道西行右拐进入107国道的一段辅道，各种大小车辆要转弯都会经过它，所以便隐藏着很大的风险，开车通过这里的司机们都有必要特别小心，千万不能和大型车辆抢道，最好是离它们远远的。有的急性子可能在这里也想超车，在我看来便有点冒险的感觉了，因为一旦影响到大型车辆的运行，想让它们减速、避让都是很危险的，很容易出现侧翻等事故。作为一名经常路过这个路口的司机，我在开车上路的时候常常会对类似上述的道路情形进行分析，依此决定自己的驾驶行为，很多可能发生的交通事故都被自己提前预防了，所以虽然已经有超过20年的驾龄，但因为自己的责任而带来的交通事故却极少发生，买保险交给保险公司的钱几乎就是白送的，所以现在购买车险的时候都是只卖第三者责任险和必须买的交强险，完全不担心因为自己的责任而把车子弄坏了，每年都能为自己省下一点开支。实际上，我们在开车上路的时候不仅需要防范大车可能给自己带来的风险，小车也是需要防着的，今天早晨我在经过上述拐弯的时候就遇到了一台小车突然在我的左侧前方摆动起来，仿佛它的司机是喝醉了酒似的，我的直接反应就是立即减速和它拉开距离，虽然看着它在二次摆动以后稳定了下来，但是仍然与其保持一段距离，直至到了直行区以后才加速跑到它的前面，把和它并行的时间长度压到了最低，顺利通过了这段危险路段。汽车是一个很好的交通工具，由于道路、车辆、驾驶人的原因或是其他因素导致的交通事故却经常发生，由此给相关人员和物资所带来的损失损伤也非常严重，因而就有必要保持很严谨的态度来参与其中，对可能发生的交通事故进行提前预防，尽量把可能的损失损伤降到最少最轻。如果真的发生了事故，我们也应该有可以帮助自己最大程度地自救的准备，在我的车上就备有照明灯、玻璃破碎锤和医用救助材料等物品，它们从未被使用过，但是却永远被准备着，就是为了防范那些可能发生的问题。车子是个工具，使用中发生了问题不能正常行使其功用，这便是车子的失效状态。这些失效状态可能带来什么影响，这便是对失效状态的效用分析需要考虑的问题。根据对失效状态的效用分析而采取各种预防措施，一是能让失效状态尽可能少地发生，二是在发生时可以将其影响降到最低，顺带还能降低采取预防措施的成本，像我就把购买保险的费用降低了，起到的作用是巨大的，而这还不包括连带的收益如家人的安心等等。车辆的安全性对我们来说是如此重要，用于车辆的电子器件自然也需要具有很高安全性，否则就有可能因为它自身的原因而造成车辆的故障和/或安全事故，例如失效的电子器件有可能造成车辆的功能异常，甚至可能发生可怕的自燃等严重安全事故，给我们的生命和财产带来严重损伤和损失。基于这样的考虑，仔细分析电源器件在使用中可能发生的误动作、失效等问题，对它们可能造成的影响进行分析，提前采取预防措施避免问题的出现，降低出现问题以后可能带来的损失损伤，这样做便是所谓的FMEA了，其侧重点在提前预防，不在后续处理。FMEA来源于英文词组FailureModeandEffectsAnalysis，意即失效模式及其效用分析，也有人翻译为失效模式及其影响分析，我是习惯于说效用分析了，所以就自然地一直这样用，但愿这不会引起读者的疑惑。我们在上期的文章中提到车用60V/0.5A~5A高压Buck转换器RTQ2960-QA~RTQ2965-QA系列产品的时候提到它们的引脚布置是FMEA失效模式及其效用分析的结果，现在就从一些很简单的角度来看看它的引脚设计是怎样的，看看它们是否真的具有预防问题的作用。这是采用WDFN封装的RTQ2960-QA的引脚布置图，这些引脚的电压承受能力在规格书中是这样描述的：由此可以知道，紧靠在一起的VIN、EN、SW都可以承受65V的电压，夹在其中的BOOT引脚和SW引脚之间的最高压差可达6V，表示它可以承受更高的电压，所以当RTQ2960-QA工作于其最高输入电压60V时都不用担心会有相邻引脚的短路会造成非常严重的问题。现在考虑一种比较极端的状况，因为SW引脚和GND引脚相邻，假如它们之间短路了，输出端的电压必然因SW与地短路而被放电，输出电压不能正常维持，这将造成欠压保护的结果。另一个方面需要看到的是，假如在短路期间出现了上桥MOSFET处于导通的状态，必然会出现大电流流过其漏极和源极间沟道的情况，而且很快就会超过其过流限制阈值，而这将触发过流保护动作，它会立即将上桥开关截断。假如出现了上桥开关来不及截断便因为太热而被击穿的状况，瞬间形成的高温也会将其熔断而不会发生持续流过电流的状况，这样就可以避免因为热量的持续积累而造成燃烧的问题。现在我们来看看EN引脚的设计规格：只要EN端的输入电压超过1.25V（额定值），RTQ2960-QA便被使能了，如果其他条件都已具备，IC的正常工作马上就会开始，可它为什么要能承受65V的电压呢？原因之一大概就是因为它刚好处于能耐高压的VIN和其他低压引脚之间，万一它和VIN短路了，这样的设计可以确保其不会被损坏，还能带来最简单的上电启动的效果。而在采用分压电阻进行时序设计的应用中，EN和VIN短路的状况也有可能因为分压电阻的失效而出现，若EN不能承受高压便会带来损坏的结果，现在的设计就能把这样的问题也包容了。对于具有故障容忍能力的系统来说，当出现意外状况的时候，IC的功能失效在很多时候都是可以接受的，不能出现的是燃烧等不可控的状态，因为失效带来的影响可被控制在可以接受、可以处理的范围内，不会超出我们的预估，而燃烧带来的影响却是很难预估的。过去我曾与客户一起面对过一些日本公司的设计案例，看到他们对一些涉及到安全问题的地方会有一些很特殊的做法，例如我们在上面的原理图中会看到一个外接的续流二极管，他们有可能会在这里使用两只管子来并联，极端一点的甚至可能是将两只并联以后再和另外并联的两只串联在一起，目的就是解决某只二极管开路了或是短路了时的正常工作问题，避免因为小的问题而带来大的问题，这种做法看起来有点极端，但是其中却包含着很特别的追求，是值得我们在某些情况下进行借鉴的。上面的内容是从我看到的部分角度对FMEA是如何在IC设计中起作用所作的陈述，是对上期文章发布以后有读者提出的问题的回应，纯属个人见解，不见得就是对的，仅供参考。转载自RichtekTechnology。

工业、商业和汽车应用对电子器件的要求并不相同，因为它们的环境条件不一样，对使用持续性、安全性和可靠性的要求也不相同。商业环境基本上就是人类日常生活的环境，我们呆在这些地方时必须感到舒适，否则就会远离或是要对其进行改善。以我个人的经验来看，因为生活在深圳，一年中的大部分时间都会比较热，一旦感觉比较舒适的时候就会发现气温是低于29℃的，到了22℃左右的时候就需要添加衣服了，否则就会常常有偏凉的感觉。如果要去临近的香港，即使是夏天也一定要把外衣准备好，因为那里的人们即使在炎热的日子里也会把冷气开得很足，这很可能是要与人们喜欢穿正装的习惯相适应，但这也只是我自己的猜测而已，不见得就符合事实。虽然各地的人们对商业环境的定义可能不同，但我们常说的室温多半也就是二十多度的摄氏温度，大部分商业器件将测试温度定义为25℃真的就是刚刚好，这个温度既能让我们感到舒适，又处于0℃~70℃的商业温度范围的中间，几乎所有的电子元件都能符合要求。我们最近介绍的RT(Q)636360V/3.5A非同步Buck转换器，将型号中的Q去除以后得到的RT6363便是其中的商业款。如果你的应用只需满足商业应用的需求，RT6363及其同一系列的RT6360（0.5A）、RT6361（1.5A）、RT6362（2.5A）和RT6365（5A）便是最适合你的需求的可选项，这些器件都提供PSOP-8和WDFN两种封装形式，可分别满足你对不同功能以及耗散功率能力的需求。工业环境大多也是室内环境，但要在这些环境都实施环境调节是很困难的。我在进入IC行业以前和水泥行业打过多年的交道，曾经去过的地方几乎都是开放式的，即使是有门窗的房间也都没有空调可用，夏天的工人们常常需要使用风扇来降温，冬天则又非常寒冷，电炉子便是那时最好的空调设备，但是那些摆放在开放空间里的设备是无法享受这种待遇的，它们只能与自然的环境为伍。工业温度范围常规的定义是-40℃~85℃，适用于汽车业的AEC-Q100Grade3的温度定义也是这个范围，这个定义基本上就是适用于驾驶舱的室内环境，只是这个室内要比前述的室内在某些时候要恶劣得多。RTQ6360（0.5A)~RTQ6365（5A）是适用于工业应用的器件，它们所定义的工作环境及工作结温范围为-40℃~125℃，这个定义已经超出了上述的工业温度范围，所以满足工业应用的需要是完全没有问题的。以RTQ6363为例，它的规格书是这样来定义其参数测试温度范围的：图中的高亮部分注明TA=TJ=-40℃to125℃，这便表示下面表格中的所有参数在此温度范围内都是符合规格的，而凡是列入了规格书的内容都相当于是立锜和客户之间签订的合同书内容之一部分，所以客户在使用这些产品时的品质是有实实在在的保障的。车用电子产品与其它场合使用的产品有着明显的不同，这是由车辆环境的特殊性决定的。汽车制造商完全无法确定它的客户会把自己购买的车子开到什么地方去，而极端的去处有可能高寒缺氧，也可能是酷暑高湿。我呆的深圳大概属于环境相对炎热的地方，夏日阳光可将车厢内部暴晒到极高的温度，我和朋友就有将车子的座椅当作热敷设备来使用的经历，那时的我们刚从一个空调开得非常冷的地方出来，感觉浑身都被冻僵了，只好故意将身子贴在座椅上任其炙烤，身上的寒意很快就消除了，这样的经历对我来说是很正面的，但对那些身处车内无处可逃的电子设备及其组成元件就是另外一回事了，高温会让它们的寿命受到明显的影响，很容易就会早早地失效。现代汽车使用到的电子设备越来越多，单是微处理器便可以计数到上百个，设备间的电磁兼容问题会越来越突出，整车出现品质问题的几率也大大提高了，所有的器件都需要向零失效率迈进，我们提供的电源管理器件自然也要符合这一要求，它们不仅是需要长期的可靠性，还需要工作得非常稳定和安静，既不能对别的系统造成影响，也不能轻易就被别的系统影响到。立锜科技为车辆提供全方位产品服务的决心是很坚定的，因此制定的品质管控指标也非常严苛，从2012年开始交货的这类产品已经得到很多国际大厂的广泛采用。RTQ2960-QA~RTQ2965-QA系列产品是立锜满足车用要求的全新高压Buck产品，它们全都通过了AEC-Q100Grade1级认证，可在-40℃~125℃的环境温度范围内长期可靠地工作；都具有4V~60V的工作电压范围，耐受抛负载电压冲击的能力高达65V；负载能力分别可达0.5A~5A；工作频率可在100kHz~2.5MHz之间进行调节，也可用300kHz~2.2MHz的外部时钟信号进行同步控制。为提高电磁兼容特性和安全性，这些器件全部采用扩展频谱的PWM调节技术，引脚布置全部依从FMEA失效模式及其效用分析的结果，全部具有相邻引脚短路保护功能，可确保长期使用中的安全。上表所示内容是我利用立锜网站www.richtek.com的参数搜寻功能获得的数据表格略作修改以后得到的，那些完全相同的内容已经被我合成在一起成为一个项目了，这样可以让该表格看起来简洁一点。实际上，这三个系列的产品是可以互相替代的，凡是参数相同、封装相同的器件都可以直接替换以获得新的性能指标，这给使用中的管理带来的方便是不言而喻的，相信能给部分客户带来直接的价值。转载自RichtekTechnology。

MOSFET功率开关是开关模式电源转换器里最重要的元件，如果它被集成进IC里，这种器件便可以被称作转换器；如果它被外置，能够驱动它的器件便可以被称作控制器，这样的定义并无什么标准可言，但我自己基本上就是这样理解的。无论MOSFET功率开关处于集成状态或外置状态，它们的根本性质并不会发生变化，所以并不需要对它们进行区别对待，而驱动它们的原理当然也是完全一样的。要想驱动MOSFET，首先需要对MOSFET的元件特性有个基本的了解，下面的内容是从百度文库里复制来的，虽然信息的显示不是很完整，但对我们了解电源管理领域常用的MOSFET应该是有帮助的。通过这些内容的学习可以知道控制MOSFET的栅-源电压VGS便可以控制其工作状态，所以认为MOSFET是电压控制型器件是很合理的，但这种理解又太过于简单，很容易让我们认为控制MOSFET是一件很简单的事，不需要考虑太多的问题，因为在已经有电压源的情况下要形成一个电压是太容易了，最简单的电阻分压电路便可实现，需要计算的只是两只电阻的比例，但要真的做起来就会遇到实际的问题：符合相应比例的电阻值有很多，到底应该如何取值呢？用三维的视角观察MOSFET的物理结构，可以看到它的各个电极都是板状结构，所以它的各个电极之间便存在一定的电容。由于有电容的存在，设计用来驱动MOSFET的电路又含有电阻，RC电路的时间特性便会在驱动MOSFET的过程中发生影响，使得实际的电路不可能简单地按照我们的设想发生相应的变化。如果进一步观察MOSFET上存在的这些电容，还能发现它们会随着MOSFET工作状态的不同而发生变化，因为MOSFET各电极及其相互之间的空间状态在不同的工作状态下是不一样的，它们之间的电容也就会随着空间状态的不同而发生变化。以栅极与源极之间的电容CGS（上图中的C1）为例，当漏极和源极之间的沟道还没有形成时，CGS是比较小的，而随着沟道的形成，栅极的结构发生了变化,栅极和源极间相互耦合的面积会变得越来越大，相应地就增大了CGS的大小，直到沟道完全形成以后才会稳定下来，这便是下图中CGS的大小会在Off区和Saturation区有很大区别的原因。使用同样的方法进行分析，我们便能理解下图中表达各个电容量的曲线是如何形成的了。我们常见的MOSFET等效图会把各个电极之间的电容画出来，但其随着工作状态而发生变化的部分却很难表达，只能依靠我们在思考时再进行动态的模拟才能将其进一步细化。在以开关模式工作的DC/DC转换器中，MOSFET的工作状态主要就两种，即截止状态和导通状态，间隔在两者之间的可变电阻状态只是在两个极端状态相互转换的过程中才会出现。可变电阻状态下的MOSFET因为既有电流流过、又存在电阻而会形成较大的损耗，所以需要尽力缩短跨过可变电阻区的时间，这就可以推导出驱使MOSFET实现状态转换的驱动电路的特性来：适当高的输出电压摆幅，其高电平要能让MOSFET充分导通，其低电平要能让MOSFET充分截止；能输出和吸纳比较大的电流，使MOSFET输入电容能得到快速的充电和放电，实现MOSFET快速截止和导通的目的。同时我们也需要知道，驱动器的输出电压不能太高，给负载充放电速度也不能太快，因为用太高的输出电压驱动MOSFET就需要较多的电荷去充满电容，需要的电流就会比较大，或者是需要更长的时间，放电的过程也相应需要更多的时间或更大的电流，造成的功率消耗也会比较大；让开关以过快的速度进行状态转换又会带来比较严重的EMI问题，这样便要求驱动电路的能力不能太强。实际使用的驱动器的能力既要很强，又不能太强，导致最后出来的产品都是根据实际的需要折中处理后的结果。RT9624C是与Buck控制器配合使用的MOSFET驱动器，来自前级控制器的PWM信号经其转换后便成为驱动上、下桥MOSFET的同步信号，轻轻松松地便实现了从小信号到大信号的转换，用它实现大电流输出是一件很容易的事情。RT9624C常被使用于个人计算机的主板和显卡等场合，与其配合工作的主电源通常可以提供12V、5V和3.3V等输出，被其驱动的MOSFET大多具有非常低的RDS(ON)和大约20V~40V的电压承受能力，其工作电压范围被定义为4.5V~13.2V（VCC电压），转换器的输入电压范围则是5V~24V（VIN），可满足电池供电的笔记本电脑及其他大电流应用的需要。RT9624C驱动外接MOSFET的电压是随着工作电压的不同而不同的，如使用12V供电则输出高电压便是12V，如使用5V供电则输出高电压便是5V。很显然，驱动电压越高则相应的切换损耗便越大，同时其外接MOSFET的导通损耗也越小，反之亦然。所以，不同的应用可根据自己的具体状况选择不同的工作电压。RT9624C规格书的应用说明部分给出了驱动电路工作过程的参数计算方法，下面我把它翻译出来供读者参考：MOSFET功率开关的直流输入阻抗非常高，当Vgs1或Vgs2为12V或5V时，其栅极吸取的电流仅有nA级别，因此，已经被驱动到处于“开”的状态的MOSFET的栅极电流可以被完全忽略。然而，栅极与源极之间的电容是必须被考虑到的，它在将栅极电压快速提升到12V或5V的过程中会吸取很大的电流，这是以需要的速度实现漏极电流的接通时必须要做的事情。下面对栅极驱动电流进行计算。在图1中，Ig1和Ig2是将栅极电压从0V提升到12V需要的电流，其中包含了充入Cgd1、Cgd2、Cgs1和Cgs2的电流。Cgs1和Cgs2分别是上下桥MOSFET的栅极和源极间的电容，一般的规格书将Cgs1和Cgs2称为Ciss即输入电容；Cgd1和Cgd2分别是上下桥MOSFET的栅极和漏极之间的电容，一般的规格书将其称为Crss即反向传输电容。假如tr1和tr2分别是上下桥MOSFET的上升时间，实现此上升过程需要的电流Igs1和Igs2可分别计算如下：在将上桥MOSFET的栅极电压驱动到12V以前，下桥MOSFET必须处于关断状态，而上桥也必须在下桥导通以前先行关断。在图1中，体二极管D2会在上桥MOSFET导通以前处于导通状态。在开通下桥MOSFET以前，Cgd2已经被充电到其电压等于VIN，所以开通它的过程需要对Cgd2进行反向充电至其电压等于12V，相应需要的电流为：如果用一个实际的案例来进行这些电流的计算应该是很有意义的，下面就假设有一个实际的同步整流Buck转换器，其输入电压VIN=12V，Vgs1=12V，Vgs2=12V；上桥MOSFET的型号为PHB83N03LT，其Ciss=1660pF，Crss=380pF，上升时间tr=14ns；下桥MOSFET的型号为PHB95N03LT，其Ciss=2200pF，Crss=500pF，tr=30ns。利用公式（1）和（2）可得：利用公式（3）和（4）可得：这样便可以分别计算出将上下桥开关从截止状态驱动至导通状态的栅极电流需求：使用类似的方法，我们可以计算出将上下桥开关从导通状态切换至截止状态时需要从栅极吸出的电流的大小。有了这样通过理论分析得到的计算公式和通过实际案例得到的计算数据，我们便能比较容易地理解MOSFET驱动器的器件指标，下面便是RT9624C的规格书里列出来的输出级参数其中列出的是每个输出端分别在电流吐、纳状态下的阻抗数据，我们可以把它们分别看成是串联在电源端、地端和输出端之间的可控电阻，而其实际的构成则应该是可控的MOSFET器件，我们只能通过某种测量方式来对其参数进行衡量，而进行这种测量的参数已经在表格中最宽的那一栏里列了出来。如果你看到的能够驱动外接MOSFET的器件足够多，你可能能看到更多的驱动器参数表达方式，像下表所示的便是立锜另一款器件里的表达方式：不同的表达方式便有不同的参数，它们虽然显得很不一样，但总是离不开那些最基本的原理的限制，只要有心便可以对它们有一个基本的理解，从而满足自己的好奇心的需求。转载自RichtekTechnology。

我将解释如何使用Node-RED仪表板基于Node-RED和Raspberrypi实施工业自动化。硬件部件：RaspberryPi3模型B×1个ArduinoUNO×1个Arduino以太网盾2×1个温度感应器×1个DFRobotGravity：用于Arduino的DHT11温度湿度传感器×1个软件应用程序和在线服务：ArduinoIDE手动工具和制造机：烙铁（通用）热胶枪（通用）我已经在钢筋木材加工厂安装了该设备。更具体地说，我们已经安装了控制木材干燥箱的设备。要考虑的环境数据是室内的温度和湿度。这是该项目视频文档：使用Node-RED仪表板基于Node-RED和Raspberrypi的工业自动化Node-RED是一个非常出色的平台，用于实现IoT和IIoT（工业物联网）。控制面板：我已经用RaspberryPi和RaspberryPi7英寸触摸屏替换了PLC编程单元和HMI设备。RaspberryPi通过Arduino以太网模块从ArduinoUno获取温度和湿度传感器数据。数据使用MQTT协议传输到RaspberryPi上托管的Node-RED。RaspberryPi分析传感器数据并触发GPIO引脚，然后将命令发送到中继模块。根据预定义的逻辑，继电器断开/接通所连接的工业执行器。原文出处

电路城有很多优秀的设计项目方案，一直深受广大电子工程师的欢迎，但随着时间和为数众多的内容资源更新，很多优质的资源沉下去了，为激活以往受欢迎的电路项目方案，我们对此按主题进行整理呈现出来，以飨读者。众所周知，ToF是3D深度视觉其中的主流方案之一，ToF技术应用广泛，譬如手机、VR/AR手势交互、汽车电子ADAS、安防监控以及新零售等多个领域都开始大显身手。如此受欢迎的技术，电路城本次就为大家推荐部分关于ToF电路解决方案，希望可以帮到大家。后续更多技术主题项目方案分享，敬请关注电路城（Cirmall.com）。1.通过3DToF影像传感器及跟踪与检测算法统计定区域人数（电路原理图+参考设计）采用3D飞行时间(ToF)的需求控制通风人数统计参考设计是一种子系统解决方案，它使用TI的3DToF影像传感器以及跟踪和检测算法对给定区域中的人进行计数，可实现高分辨率和高精度。该传感器技术是在标准CMOS中开发的，使系统能够以较低的系统成本实现很高的集成度。由于ToF影像传感器以三维处理可视化数据，因此传感器可以检测到人体的精确形状并以前所未有的精度跟踪人的移动和位置（包括微小的移动变化）。因此，ToF摄像头能够比传统监控摄像头和视频分析更加高效地执行实时人数统计和人员跟踪功能。特性精度：>90%可配置的响应时间、可实时或定期提供的占位数据宽视场：H74.4ºxV59.3º3DToF摄像头独立于环境光，甚至能够在黑暗中工作自动照明四个NIR激光可提供较大的照明区域短漫射激光脉冲可提供固有的眼睛安全性在嵌入式平台上运行。附件内容包括：马上点击下载2.用于高精度测量距离的飞行时间(ToF)光学方法各种应用（如激光安全扫描仪、测距仪、无人机和制导系统）中都利用了用于高精度测量距离的飞行时间(ToF)光学方法。该设计详述了基于高速数据转换器的解决方案的优点，包括目标识别、宽松的采样率要求和简化的信号链。该设计还解决了光学器件、驱动器和接收器前端电路、模数转换器(ADC)、数模转换器(DAC)和信号处理。特性测量距离为1.5m至9m距离测量平均误差小于±6mm，标准偏差小于3cm5.75W脉冲905nm近红外线激光二极管和驱动器，平均输出功率小于1mW激光准直和光接收器聚焦光学器件125MSPS15位ADC和500MSPS16位DAC信号链具有基于DFT的距离估算功能的脉冲ToF测量方法马上点击下载3.基于STToFVL53L1X人脸识别门禁测温系统方案面对突如其来的疫情，各行各业都在努力用专业为战“疫”助力。体温测量和人员追踪是此次防控疫情的重要手段。随着各地陆续复工，写字楼、园区等上班场所为测体温排起长队的现象多有出现。如何既能完成体温排查，又能减少对人们正常工作生活的影响，以及避免因排队测温引起的病毒传播风险，成为社会复工过程中的一个重要需求。STToFVL53L1X产品助力人脸门禁测温系统，该方案ToF主要工作目的是，上报被测人脸和热电堆传感器的距离，以便算法对热电堆传感器精度的衰减进行温度补偿，这样能大大提高体温的测量精确度。虽然ToF的代码里面能够返回的不仅仅是距离的数据，还有返回的光子量以及环境光干扰，但是对于大部分产品的应用来说，都是需求ToF的测量距离，本方案也是需求ToF的测距数据，然后根据被测量人脸的距离用算法来对温度进行补偿，温度的检测一般都是有一定的衰减，只有通过算法的加持，才能保证产品的精确度。马上点击下载本文由电路城综合整理

这些是基于ESP826芯片的Wi-Fi智能交换机，您可以通过Iternet在任何地方使用SwitchIoT4CHApp进行控制。Sonoff是由ITEAD开发的用于智能家居的智能开关设备系列。Sonoff的流行产品之一是Sonoff4CH。这些都是基于出色芯片ESP826的Wi-Fi功能开关。已连接到WiFi，因此可以在任何使用App的地方进行控制。Sonoff4CH4位照明开关支持连接和控制4个电器，可通过按钮或AndroidAppEweLink分别打开/关闭。此外，使用多路开关，您可以在App上检查每个设备的实时设备状态。

由于土壤是由不同的土壤颗粒和其间隙中存在的水和空气组成，再则接地体的形状、尺寸又不一，所以接地电阻有着非常复杂的性质。一、接地电阻的定义接地电阻包括接地电极体本身的电阻、接地电极体与土壤间的接触电阻、接地电极体附近的土壤电阻、接地电极体至电气设备间连接导线的电阻四者之和。从定量的角度描述接地电阻的定义应该是“在某一电极上流入接地电流I（A），若接地电极的电位比周围大地高出E（V）时，其电位上升值与接地电流之比E/I（Ω）即为接地电阻”。如图1所示。图1接地电阻的定义接地电阻的定义必须要附带以下两个条件。①为了使接地电流流向接地电极，必须形成闭合回路，需要把两根接地电极打入大地，并保持足够的间距。当接入电源后，就会在两个电极之间流过接地电流，把其中一根电极称为辅助电极，如图2所示。在定义接地电阻时，辅助电极要设置在离主接地电极十分远的地方，使它对主接地电极带来的影响甚微，而将其忽略。当电源取直流时，由直流电流产生的电化学现象可被忽略。图2辅助电极②接地电极的电位上升是以大地的无限远方为基准测量的。所谓无限远方是指即使有接地电流，电位也不变动的地点，即意味着与通电前的状态没有变化的地点，将该点作为电位基准点。可以从电位上升值及接地电流求出真正的接地电阻，如图3所示。如果把测定电位的基准点靠近接地电极，基准点的电位就会因接地电流而引起（ΔV）上升，这一增量给电位上升的测定带来误差，进一步使接地电阻也形成误差。图3电位测定的基准点二、接地电阻的一般性质接地电阻由以下3个构成要素组成：①接地线的电阻及接地电极自身的电阻；②接地电极表面及与其接触的土壤之间的接触电阻；③电极周围大地的电阻。如图4所示，这3个构成要素中①是导体，电阻非常小，不成问题。但是将钢筋混凝土基础桩等非金属体作为代用电极时，必须考虑接地电极自身的电阻。②的接地电阻是电极与土壤的“适应”问题。接地电极的大部分是金属体，其表面是光滑的，而土壤是微小的固体颗粒，这两种物质实际是接近点接触状态，而不是面接触，所以在界面上有接触电阻。此外还有静电电容的作用，由于打入电极时电极的振动、埋设时加在电极上的压力，还有土壤种类、接地施工的场所等影响，无法用一两句话说清楚。从接地电阻的本质来说，还是③的影响最大。③中土壤所具有的电阻是最重要的，是电极包围的大地的电阻，叫做大地电阻，是接地电阻的主要部分。图4构成接地电阻的要素由于通过大地电传导的截面积非常大，因此可以认为其电阻小到可以忽略不计。当离接地电极相当远时，电流通路的截面积变得非常大，即使土壤的导电性不良，电阻仍然很小。但是在接地电阻附近，由表面积并不太大的接地电极流出电流，电流通路的截面积被束缚，接地电阻呈现一定的电阻值。如图5所示，接地电流从接地电极以放射形式流出，随着远离电极，电流通路的截面积会增大。图5电流通路的截面积与电阻关系当确定了某一接地电极的形状和尺寸，该电极的接地电阻表达式为R=ρf（1）式中R——接地电阻，Ω；ρ——大地电阻率，Ω·m；f——电极的形状与尺寸有关的函数。由式（1）可知，接地电阻与大地电阻率成正比，对同一形状、同一尺寸的接地电极，大地电阻率场合不同，其接地电阻值就不同。另外，函数f在电极的形状不清楚时不能确定。在电极的形状一定、大小如图5所示作相似变化的场合，接地电阻可表示为式中k——由电极形状确定的系数；ρ——大地电阻率，Ω·m；l——电极模型的特征尺寸。l在如图6所示是半球状电极的半径，代表电极边缘模型的长度。由此，在大地电阻率一定的场合，若形状变化，接地电阻会随之变大变小。这在接地电极设计上是十分重要的，也是由模型电极来对接地电阻推算之际起支配作用的原理。图6接地电极形状一定而大小做相似变化的场合三、大地电阻率接地电极的接地电阻与施工地点的大地电阻率成一定比例。大地电阻率低的地点，易得到低的接地电阻，因而，在接地电极设计和施工时，知道施工地点的大地电阻率是非常重要的事。①土壤水分的影响几乎所有的土地都会含有水分，土壤因水分的多少改变其电阻率。一般情况含水分多的土壤电阻率低，图7表示了各种物质电阻率的排列图。相对于金属导体来说，土壤的电阻率还是比它们高得很多。图7各物质电阻率的排列图当设计接地电极时，电极自身的电阻几乎不需要考虑，因为金属的电阻率与周围大地相比是非常低的。大地的电阻率会随泥土类型或组成泥土的化学成分的不同而变化。沙土的电阻率高于黏土。泥土湿度越大，导电性越好；湿度越小，导电性越小。接地电极周围大地的电阻率会随着一年四季和温度的变化而变化，所以在非常干燥的地区，可能要求在接地电极处采用增加土壤湿度或其他增强土壤导电性的方法。②土壤温度的影响对土壤电阻有很大影响的因素，除水分之外就是温度。表1表示由温度引起土壤电阻率的变化和变动的比率，温度从20～-15℃变化的场合由表中可看出，同一土地中电阻率随温度可增加459倍，这是因水（含冰）的电阻率会由温度引起敏锐的变化。表1土壤的温度和电阻率自然界的土壤电阻率因含水率和温度等各种各样因素的支配，在不断变化。如随天气、季节而相应变化，一般是夏天低、冬天高。对有关特定种类的土壤，要明确表示它的电阻率是有困难的，如说不出“黏土有多少Ω·m的电阻率”。这是因为相同的黏土，因地点和时间不同，电阻率是不同的，只有实地测量才是准确的。把已知长度和直径的一根接地棒打入地下，测量它的接地电阻，电阻率值可按接地电阻公式进行逆运算得出。表2是大地按电阻率的分类，大地电阻率超过1000Ω·m是高电阻率地带，在这样的场所接地施工是非常困难的。表2大地按电阻率分类大地一般呈层状结构，电阻率会因地层不同而大幅变化，因而大地电阻率多数随深度变化。大地是非常不均质的。四、接地电阻与静电电容的关系接地电阻与静电电容间的关系是两者的相似性，对某一已知静电电容的电极，如果把它看作是接地电极，即可得出它的接触电阻，两者由同一方程式来支配。在接地理论中，常常遇到“全空间”与“半空间”的专业术语。如图8所示的某种介质中，图8（a）的状态叫全空间，图8（b）的状态叫半空间。而接地的问题就是半空间问题。将半球电极扩大成全空间，把全空间看作同一介质的方法叫做镜像法。假设如图9（a）所示为半空间场合的半球状电极，其接地电阻为R，用镜像法换成图9（b）所示的全空间场合的接地电阻为R''''''''''''''''，两者的关系是R=2R''''''''''''''''。这说明半球变成全球时，接地电流的流出面积是半球时的2倍，所以接地电阻就是原来的一半。图8全空间与半空间图9镜像法静电场中，在介电常数ε的介质中，半径为r的球体的静电电容表达式为：C=4πεr恒流场中，在电阻率为ρ的导电性介质中，半径为r的全球接地电阻为R''''''''''''''''，在全空间内电容C与接地电阻R''''''''''''''''的关系式为：其中R''''''''''''''''由下式得出：又因半空间的接地电阻R与全空间的接地电阻R''''''''''''''''有R=2R''''''''''''''''的关系，所以半球状电极的接地电阻R为：即半空间场合的接地电阻与全空间场合的静电电容之间有以下对应关系：对于复杂形状的接地电极，只要知道附加给它镜像时的静电电容，就可由上式计算出接地电阻。五、接地电阻的理论式半球状电极在理论上比较容易处理，它是接地理论的基础。半球状电极的接地电路模型如图10所示。假设辅助电极位于主接地电极的相对无限远点，接地电流从电极的表面向周围大地呈放射状流出。如果辅助电极很近，电流的分布就不是放射状了。图10接地电极模型从半球状电极（半径r）流出的接地电流是以许多同心圆球状散射向大地的，如图11所示。图11半球状接地电极设图中画有斜线的部分与电极中心距离为x，厚度dx部分的电阻是dR，大地的电阻率是ρ，则有现在要求出的接地电阻是与上式所示的电阻体在从电极表面到无限远处串联，所以从电极的表面r到距离r1之间所包含的电阻，用dR从r到r1的积分即可求得。设此电阻为R1，即因为接地电阻是从电极到无限远处的全部电阻，如果r1是无限大，1/r1近似等于零。设此时电阻为R，由上式可得出这是半球状电极的接地电阻的理论式，该理论式说明电流通路的截面积，从图11可看出随着电极半径（r）的增大，其接地电阻按1/r1成比例减少。即因截面积（2πr^2）变大而使接地电阻收敛。六、接地电阻的电阻区域接地电阻的大部分是集中在接地电极的附近。假设从半球状电极的表面到距离r1之间的电阻为R1，从表面到无限远点的全接地电阻为R时，则R1与R之比为α由上式，r1与α的关系如表3所示，r1用r的倍数表示。将该表图形化如图12所示。表3r1与α的关系图12r1与α的关系随着与接地电极的距离r1增大，在全接地电阻R中，到r1所包含的R1也逐渐增大。电阻的增大趋势开始是急剧变化，到了2倍电极半径的距离（r1=2r）就已包含全电阻的一半，然后电阻的增大趋势变得缓慢。严格地说，即使距离到无限远还是存在电阻。包含电阻部分的地表面叫做电阻区域。如果全电阻的50％包含在电阻区域内，到2r就是电阻区域；如果全电阻的90％包含在电阻区域内，到10r就是电阻区域。七、接地电阻理论有待提升从接地电阻定量的定义来看，定义中存在着两个值得思考的问题。①电阻的最初概念是来自欧姆定律，即R=U/I。欧姆定律的适用范围是金属导体，而土壤并不是金属导体。所以用欧姆定律来定义接地电阻是不适宜的。②欧姆定律只用于电路，而土壤层不是“路”，而应该是“场”。人们又发现，在接地系统本身，也存在着许多电磁干扰，它可以通过各种耦合途径去影响电子系统的正常工作。于是就想到“浮地”，让电子系统的地线在电气上与建筑物的接地保持绝缘，这样，建筑物接地系统中的电磁干扰不会传递到电子设备上去，地电位的浮动对设备也没有影响。但是浮地又带来新问题，如容易产生静电积累。当雷电感应较强时，外壳和其内部电子电路间可能会出现很高的电压，将两者之间的绝缘击穿，造成电子电路的损坏。因此，减少干扰的关键不仅是减小接地电阻值，更重要的是设法减小系统漏向接地系统中去的电流。许多DCS、PLC产品，对接地电阻值大小的要求相差甚远。要求高的如1Ω，要求低的只要100Ω即可，其原因就在系统的绝缘性能和漏电流上的差异。任何一种设备中的电子部分，包括控制系统在内，对正常工作条件（包括自然环境条件、电气工作条件以及机械工作条件）的要求越高，意味着产品本身的性能和可信性越差。转载自电子元件技术。

Why？模拟电流检测IC是紧凑型解决方案，但其可承受的电压差受限于半导体工艺。很难找到额定电压超过100V的器件。如果检测电阻共模电压迅速变化或在系统地电压上下摆动，这些电路便无法精确测量。数字隔离技术（磁或光学）体积有点大，但能以高精度工作，并且通常可以承受数千伏电压。这些电路需要隔离电源，但有时可以将它集成在隔离器中。如果检测电阻与主系统在物理上隔开，那么可能还要使用长导线或电缆。NOTE无线电流检测电路克服了上述诸多限制。让整个电路随同检测电阻的共模电压浮空，并在空中无线传输测量数据，电压限制也就无从谈起。检测电阻可以位于任何地方，无需布置电缆。如果电路功耗非常低，那么甚至不需要隔离电源，一个小电池便能让它运行多年。设计概览图1显示了设计的框图。该电流检测电路基于斩波稳定运算放大器LTC2063，其用来放大检测电阻上的压降。微功耗SARADCAD7988将值数字化，并通过一个SPI接口报告结果。LTP5901-IPM是无线电模块，不仅包含无线电，而且含有自动形成IP网格网络所需的组网固件。图1.低功耗无线电流检测电路由一个低功耗斩波运算放大器（用以放大检测电压）组成，利用低功耗ADC和基准电压源进行数字化处理，连接到SmartMeshIP无线电模块。电池输出到低功耗DC-DC转换器得到恒定电源，同时记录从电池获取的电荷。此外，LTP5901-IPM内置微处理器以读取AD7988ADCSPI端口。LTC3335是一款低功耗DC-DC电源，其将电池电压转换为恒定输出电压。LTC3335还含有库仑计，用以报告从电池获取的累计电荷。信号链LTC2063是一款超低功耗斩波稳定运算放大器，其最大电源电流为2μA，特别适合电池供电应用。失调电压小于10μV，因此它可以测量非常小的压降而不会丧失精度。图2显示LTC2063配置用来放大10mΩ检测电阻上的电压并进行电平转换。选择适当的增益，使检测电阻的±10mV满量程输入（对应于±1A电流）映射到接近输出端的满量程范围，其以1.5V为中心。这一放大信号被输入至16位SARADC。选择AD7988是因为其极低的待机电流和良好的直流精度。采样速率较低时，ADC在两次转换之间自动关断，1kSPS时的平均功耗低至10μA。LT6656用于偏置放大器、电平转换电阻和ADC基准输入。LT6656基准电压源功耗小于1μA，可驱动高达5mA负载，压差很低，因此即使采用3.3V系统电源供电，它也很容易输出精密3V电压。图2.电流检测电路随同检测电阻电压浮空。斩波运算放大器LTC2063放大检测电压，把它偏置到AD7988ADC的中间轨。LT6656-3提供精密3V基准电压源。此信号链中有三个大致相等的失调误差源，相对于±10mV满量程输入，它们共同贡献大约0.5%的误差。这包括LTC2063和AD7988的失调电压，以及电平转换电阻的不匹配（推荐使用0.1%电阻）。单点校准可在很大程度上消除该失调。增益误差一般以可用检测电阻的不精确性为主，它往往比LT6656基准电压源的0.05%、10ppm/°C规格还要差。电源管理LTC3335是一款集成库仑计的纳安功耗降压-升压转换器。它配置用来从1.8V到5.5V的输入电源产生3.3V稳压输出。这使得该电路可以利用两节碱性原电池的电源供电。对于占空比型无线应用，负载电流的变化范围很容易达到1μA至20mA，取决于无线电是处于工作模式还是睡眠模式。LTC3335在空载时的静态功耗仅680nA，因此当无线电和信号链处于睡眠模式时，整个电路的运行功耗非常低。另外，LTC3335可以输出多达50mA的电流，在无线电发射/接收期间可轻松提供足够的功率，故适合各种信号链电路。LTC3335还内置一个库仑计，非常方便。切换时，它会记录从电池获取的总电荷。此信息可通过I2C接口读出，用来预测何时需要更换电池。无线组网LTP5901-IPM是一个完整的无线电模块，包括无线电收发器、嵌入式微处理器和SmartMeshIP组网软件。LTP5901-IPM在本应用中执行两个功能：无线组网和管理（进程）。当网络管理器附近有多个SmartMeshIP终端上电时，这些终端会自动识别彼此，形成一个无线网格网络。整个网络自动进行时间同步，这意味着每台无线电仅在非常短的特定时间间隔内上电。因此，各节点不仅是传感器信息源，而且充当路由节点，用以将数据从其他节点传递到管理器。这样就形成一个高可靠性、低功耗网格网络，从各节点到管理器有多条路径可走，不过所有节点（包括路由节点）的工作功耗都非常低。LTP5901-IPM包括一个运行组网软件的ARM?Cortex?M3微处理器内核。此外，用户可以写入应用固件以完成特定于用户应用的任务。在本例中，LTP5901-IPM内部的微处理器读取电流测量ADC(AD7988)的SPI端口和库仑计(LTC3335)的I2C端口。微处理器还能将斩波运算放大器(LTC2063)置于关断模式，使其功耗从2μA进一步降低至200nA。在测量间隔时间极长的使用场合中，这可以节省更多功耗。总功耗完整应用电路的总功耗取决于多种因素，包括信号链多长时间获取一次读数、节点在网络中如何配置等等。对于一个每秒报告一次的终端，测量电路的典型功耗低于5μA，无线电的典型功耗可能为40μA，很小的电池即可让它工作数年。结论LinearTechnology和ADI信号链、电源管理、无线组网产品的结合，使得我们可以设计真正的无线电流检测电路。图3显示了一个实现示例。图3.在小型PCB上实现的一个完整无线电流检测电路。唯一的物理连接是待测电流的香蕉插座。无线电模块如右图所示。电路由连接到板背面的两节AAA电池供电新型超低功耗斩波运算放大器LTC2063可以精确读取检测电阻上的小压降。包括微功耗ADC和基准电压源在内的整个电路随同检测电阻的共模电压浮空。只要一个小电池，纳安功耗LTC3335开关稳压器便可为该电路供电数年之久，同时利用内置库仑计报告电池累计使用率。LTP5901-IPM无线模块管理整个应用，自动连接到一个高可靠性SmartMeshIP网络。转载自电子元件技术。

电流的检测有两种基本的方案。一种是测量电流流过的导体周围的磁场，另一种是在电流路径中插入一个小电阻，然后测量电阻上的压降。第一种方法不会引起干扰或引入插损，但成本相对比较昂贵，而且容易产生非线性效应和温度系数误差。因此磁场检测方法通常局限于能够承受与无插损相关的较高成本的应用。本文主要讨论半导体行业中已经得到应用的电阻检测技术，它能为各种应用提供精确且高性价比的直流电流测量结果。本文还介绍了高边和低边检测原理，并通过实际例子帮助设计师选择适合自己应用的最佳方法。电阻检测在电流路径中以串联的方式插入一个低阻值的检测电阻会形成一个小的电压降，该压降可被放大从而被当作一个正比于电流的信号。然而，根据具体应用环境和检测电阻的位置，这种技术将对检测放大器造成不同的挑战。比如将检测电阻放在负载和电路地之间，那么该电阻上形成的压降可以用简单的运放进行放大(见图1B)。这种方法被称为低边电流检测，与之相对应的方法为高边检测，即检测电阻放在电源和负载之间(见图1A)。图1：上面简化的框图描述了一种基本的高边检测电路(图1A)和一种基本的低边检测电路(图1B)。检测电阻值应尽可能低，以保持功耗可控，但也要足够大，以便产生能被检测放大器检测到并在目标精度内的电压。值得注意的是，在检测电阻上得到的这种差分检测信号寄生在一个共模电压上，这个共模电压对低边检测方法来说接近地电平(0V)，但对高边检测方法来说就接近电源电压。这样，测量放大器的输入共模电压范围对低边方案来说应包含地，对高边方案来说应包含电源电压。由于低边检测时的共模电压接近地电平，因此电流检测电压可以用一个低成本、低电压的运放进行放大。低边电流检测简单且成本低，但许多应用不能容忍由于检测电阻引入的地线干扰。较高的负载电流会使问题更加严重，因为系统中地电平被低边电流检测偏移的某个模块可能需要与地电位没变的其他模块进行通信。为了更好地理解这个问题，可以看一下图2中采用低边电流检测技术的“智能电池”充电器，其中AC/DC转换器的输出连接到了“2线”智能电池。图2：采用低边电流检测技术的“智能电池”。这种电池通常采用单线来传递指示电池状态的电池细节信息，还有一根线用于温度测量，出于安全的原因，这根线与负极和正极端子是隔离的。为了检测电池温度，电池通常内置一个热敏电阻，由该电阻提供正比于电池负极电压的输出信号。当采用低边检测方案时，可按照如图2底部所示的方式插入检测电阻。由电池电流产生的检测电压经放大后馈入控制器，再由控制器做出一些必要的处理来调整功率流。由于检测电压随电池电流而变，这样就会改变电池负极的电压，而温度输出是以负极端子作为基准信号因此就导致温度输出不精确。低边检测的另外一个主要缺点，体现在电池和地之间意外短路所导致的短路电流不能被检测到。在图2所示电路中，正极电源和地之间短路会产生足够毁坏MOS开关(S1)的大电流。然而，尽管有这样的问题，低边检测方案的简单和低成本使得它对那些短路保护不是必要的应用来说有很大的吸引力，因为在这种应用中地线干扰是可以容忍的。为什么要用高边检测？高边电流检测(图1b)指的是将检测电阻放在电源电压和负载之间的高位。这种放置方式不仅消除了低边检测方案中产生的地线干扰，还能检测到电池到系统地的意外短路。然而，高边检测要求检测放大器处理接近电源电压的共模电压。这种共模电压值范围很宽，从监视处理器内核电压要求的电平(约1V)到在工业、汽车和电信应用常见的数百伏电压不等。应用案例包括典型笔记本电脑的电池电压(17到20V)，汽车应用中的12V、24V或48V电池，48V电信应用，高压电机控制应用，用于雪崩二极管和PIN二极管的电流检测以及高压LED背光灯等。因此，高边电流检测的一个重要优势，那就是检测放大器具备处理较大共模电压的能力。传统高边电流检测放大器对于工作在5V的典型低压应用来说，高边检测放大器可采用简单的仪表放大器(IA)。然而，不同的IA架构有着不同的限制，如有限的输入共模电压范围。另外，IA也比较昂贵，而且在较高共模电压时，低压IA根本无法工作。因此设计高压高边电流检测所需的放大器是一个艰巨的挑战。解决这个问题的一个直截了当的方法，就是使用简单的电阻分压器来降低高边共模电压，让这个共模电压落在检测运放的输入共模范围内。然而，这种方法不仅体积大，成本高，而且像下文说明的那样还可能无法提供精确的结果。让我们考虑这样一个例子：在检测电阻上产生100mV检测电压，该电压寄生在10V的共模电压上。对应100mV满幅检测电压的理想输出是2.5V，最差精度指标是1%。采用图3所示的简单电阻分压器可将10V共模电压减小10倍。图3：实现传统高边电流检测的电路。配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。但Vsense(100mV)同样也被缩小了10倍，因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。为了提供要求的2.5V满刻度电平，还必须引入第二个放大器A2，并设置为250倍的增益。值得注意的是，A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端，同时出现在A2输入端，然后被放大250倍。由于这些偏移电压是不相关的，它们在A2输入端可能整合为一个平方根和(RSS)，并形成等效偏移电压。假设两个运放都有1mV的输入偏移电压，那么等效偏移电压为：其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为：250(1.4mV)=350mV这样，运放偏移电压造成了14%的系统误差。电阻比失配对CMRR的影响第二个主要的误差源，是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。两个臂中电阻比值即使差1%，也会产生90μV/V的输出共模增益。使用1%公差的电阻时，电阻臂比值最大变化为±2%，相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。这样，10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差(电阻臂变化1%时的误差为0.9mV)。36mV的误差显然是不能接受的，因为它将导致增益为250的A2出现饱和！即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。总误差总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。如上所述，电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差，并使A2饱和。假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%，输出误差也将高达0.9mV。因此总的RSS输入误差电压为：其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压，VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压：即使我们忽略温度变化，由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV，是满刻度输出的16.7%。换句话说，417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25=16.7mV的输入偏移误差，这显然是不可接受的。总误差可以通过使用更高精度的电阻(0.1%)、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。另外，即使没有负载，电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键，因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。专用高边电流检测放大器综上所述，理想的器件不仅要能检测较高共模电压上的电压，而且要具有非常好的CMRR和低输入偏移电压。图4中基本的高边电流检测放大器(CSA)已经能以IC的形式买到，并采用小型封装以最小化电路板尺寸。生产这种IC时使用的高压制造工艺允许它们即使是在低至2.8V电源电压下工作也能处理高达80V以上的共模电压。图4：包含这些基本元件的集成高边电流检测放大器。(负载、电流镜像、缓冲器)电流流经图4中的检测电阻会产生一个很小的差分电压，该电压必定通过增益电阻RG1。而(正比于检测电压的)这个电流被镜像和处理后提供以地为参考的输出电流，从而完成从高边的理想电平偏移。这个电流输出可以通过流经一个电阻或电压缓冲器而转换为电压。美信公司的这个高边CSA具有以下一些特性：该芯片有非常高的共模输入阻抗，最小的输入偏移电压，低于1%的精度指标和典型100dB的CMRR。这些特性为传统高边CSA中常见的问题提供了高性价比的解决方案。其小型封装(2.2mmx2.4mmSC70，3mmx3mmSOT，1mmx1.5mmUSCP等)使电路板尺寸得以保持最小。这些高边放大器可以适合众多应用中的低成本电流检测使用，每一种放大器都针对特定应用作了优化。例如，MAX4372、MAX9928/29和MAX9938适合电池供电的设备，而MAX9937和MAX4080非常适合工业系统，MAX4069和MAX9923则是需要超低偏移电流应用的最好选择。由于不使用低边电流检测方案，所有这些IC有效地避免了地弹电压和短路检测功能缺失的问题。转载自电子元件技术。

电压比较器是对输入信号进行鉴别与比较的电路，是组成非正弦波发生电路的基本单元电路。常用的电压比较器有单限比较器、迟滞比较器、双限比较器等。电压比较器它可用作模拟电路和数字电路的接口，还可以用作波形产生和变换电路等。利用简单电压比较器可将正弦波变为同频率的方波或矩形波。单限比较器电路OH。图1b为其传输特性。图2为某仪器中过热检测保护电路。它用单电源供电，1/4LM339的反相输入端加一个固定的参考电压，它的值取决于R1于R2。UR=R2/（R1+R2）*UCC。同相端的电压就等于热敏元件Rt的电压降。当机内温度为设定值以下时，“+”端电压大于“-”端电压，Uo为高电位。当温度上升为设定值以上时，“-”端电压大于“+”端，比较器反转，Uo输出为零电位，使保护电路动作，调节R1的值可以改变门限电压，既设定温度值的大小。图2迟滞比较器图3不难看出，当输出状态一旦转换后，只要在跳变电压值附近的干扰不超过ΔU之值，输出电压的值就将是稳定的。但随之而来的是分辨率降低。因为对迟滞比较器来说，它不能分辨差别小于ΔU的两个输入电压值。迟滞比较器加有正反馈可以加快比较器的响应速度，这是它的一个优点。除此之外，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。图4图5为某电磁炉电路中电网过电压检测电路部分。电网电压正常时，1/4LM339的U42.8V，比较器翻转，输出为0V，BG1截止，U5的电压就完全决定于R1与R2的分压值，为2.7V，促使U4更大于U5，这就使翻转后的状态极为稳定，避免了过压点附近由于电网电压很小的波动而引起的不稳定的现象。由于制造了一定的回差（迟滞），在过电压保护后，电网电压要降到242-5=237V时，U4图5双限比较器（窗口比较器）R1UR2或Uin用LM339组成振荡器转载自电子元件技术。

亚马逊Echo和谷歌Home争奇斗艳，除了云端服务，他们在硬件上到底有哪些差异？我们先将Echo和Home两款音箱拆开来看，区别最大的还是麦克风阵列技术。AmazonEcho采用的是环形6+1麦克风阵列，而GoogleHome（包括SurfaceStudio）只采用了2麦克风阵列。这种差异我们在文章《对比AmazonEcho，GoogleHome为何只采用了2个麦克风？》做了探讨。但是好多朋友私信咨询，因此这里想稍微深入谈谈麦克风阵列技术，以及智能语音交互设备到底应该选用怎样的方案。什么是麦克风阵列技术？学术上有个概念是“传声器阵列”，主要由一定数目的声学传感器组成，用来对声场的空间特性进行采样并处理的系统。而这篇文章讲到的麦克风阵列是其中一个狭义概念，特指应用于语音处理的按一定规则排列的多个麦克风系统，也可以简单理解为2个以上麦克风组成的录音系统。麦克风阵列一般来说有线形、环形和球形之分，严谨的应该说成一字、十字、平面、螺旋、球形及无规则阵列等。至于麦克风阵列的阵元数量，也就是麦克风数量，可以从2个到上千个不等。这样说来，麦克风阵列真的好复杂，别担心，复杂的麦克风阵列主要应用于工业和国防领域，消费领域考虑到成本会简化很多。为什么需要麦克风阵列？消费级麦克风阵列的兴起得益于语音交互的市场火热，主要解决远距离语音识别的问题，以保证真实场景下的语音识别率。这涉及了语音交互用户场景的变化，当用户从手机切换到类似Echo智能音箱或者机器人的时候，实际上麦克风面临的环境就完全变了，这就如同两个人窃窃私语和大声嘶喊的区别。前几年，语音交互应用最为普遍的就是以Siri为代表的智能手机，这个场景一般都是采用单麦克风系统。单麦克风系统可以在低噪声、无混响、距离声源很近的情况下获得符合语音识别需求的声音信号。但是，若声源距离麦克风距离较远，并且真实环境存在大量的噪声、多径反射和混响，导致拾取信号的质量下降，这会严重影响语音识别率。而且，单麦克风接收的信号，是由多个声源和环境噪声叠加的，很难实现各个声源的分离。这样就无法实现声源定位和分离，这很重要，因为还有一类声音的叠加并非噪声，但是在语音识别中也要抑制，就是人声的干扰，语音识别显然不能同时识别两个以上的声音。显然，当语音交互的场景过渡到以Echo、机器人或者汽车为主要场景的时候，单麦克风的局限就凸显出来。为了解决单麦克风的这些局限性，利用麦克风阵列进行语音处理的方法应时而生。麦克风阵列由一组按一定几何结构（常用线形、环形）摆放的麦克风组成，对采集的不同空间方向的声音信号进行空时处理，实现噪声抑制、混响去除、人声干扰抑制、声源测向、声源跟踪、阵列增益等功能，进而提高语音信号处理质量，以提高真实环境下的语音识别率。事实上，仅靠麦克风阵列也很难保证语音识别率的指标。麦克风阵列还仅是物理入口，只是完成了物理世界的声音信号处理，得到了语音识别想要的声音，但是语音识别率却是在云端测试得到的结果，因此这两个系统必须匹配在一起才能得到最好的效果。不仅如此，麦克风阵列处理信号的质量还无法定义标准。因为当前的语音识别基本都是深度学习训练的结果，而深度学习有个局限就是严重依赖于输入训练的样本库，若处理后的声音与样本库不匹配则识别效果也不会太好。从这个角度应该非常容易理解，物理世界的信号处理也并非越是纯净越好，而是越接近于训练样本库的特征越好，即便这个样本库的训练信号很差。显然，这是一个非常难于实现的过程，至少要声学处理和深度学习的两个团队配合才能做好这个事情，另外声学信号处理这个层次输出的信号特征对语义理解也非常重要。看来，小小的麦克风阵列还真的不是那么简单，为了更好地显示这种差别，我们测试了某语音识别引擎在单麦克风和四麦克风环形阵列的识别率对比。另外也要提醒，语音识别率并非只有一个WER指标，还有个重要的虚警率指标，稍微有点声音就乱识别也不行，另外还要考虑阈值的影响，这都是麦克风阵列技术中的陷阱。麦克风阵列的关键技术消费级的麦克风阵列主要面临环境噪声、房间混响、人声叠加、模型噪声、阵列结构等问题，若使用到语音识别场景，还要考虑针对语音识别的优化和匹配等问题。为了解决上述问题，特别是在消费领域的垂直场景应用环境中，关键技术就显得尤为重要。噪声抑制：语音识别倒不需要完全去除噪声，相对来说通话系统中需要的技术则是噪声去除。这里说的噪声一般指环境噪声，比如空调噪声，这类噪声通常不具有空间指向性，能量也不是特别大，不会掩盖正常的语音，只是影响了语音的清晰度和可懂度。这种方法不适合强噪声环境下的处理，但是应付日常场景的语音交互足够了。混响消除：混响在语音识别中是个蛮讨厌的因素，混响去除的效果很大程度影响了语音识别的效果。我们知道，当声源停止发声后，声波在房间内要经过多次反射和吸收，似乎若干个声波混合持续一段时间，这种现象叫做混响。混响会严重影响语音信号处理，比如互相关函数或者波束主瓣，降低测向精度。回声抵消：严格来说，这里不应该叫回声，应该叫“自噪声”。回声是混响的延伸概念，这两者的区别就是回声的时延更长。一般来说，超过100毫秒时延的混响，人类能够明显区分出，似乎一个声音同时出现了两次，我们就叫做回声，比如天坛著名的回声壁。实际上，这里所指的是语音交互设备自己发出的声音，比如Echo音箱，当播放歌曲的时候若叫Alexa，这时候麦克风阵列实际上采集了正在播放的音乐和用户所叫的Alexa声音，显然语音识别无法识别这两类声音。回声抵消就是要去掉其中的音乐信息而只保留用户的人声，之所以叫回声抵消，只是延续大家的习惯而已，其实是不恰当的。声源测向：这里没有用声源定位，测向和定位是不太一样的，而消费级麦克风阵列做到测向就可以了，没必要在这方面投入太多成本。声源测向的主要作用就是侦测到与之对话人类的声音以便后续的波束形成。声源测向可以基于能量方法，也可以基于谱估计，阵列也常用TDOA技术。声源测向一般在语音唤醒阶段实现，VAD技术其实就可以包含到这个范畴，也是未来功耗降低的关键研究内容。波束形成：波束形成是通用的信号处理方法，这里是指将一定几何结构排列的麦克风阵列的各麦克风输出信号经过处理（例如加权、时延、求和等）形成空间指向性的方法。波束形成主要是抑制主瓣以外的声音干扰，这里也包括人声，比如几个人围绕Echo谈话的时候，Echo只会识别其中一个人的声音。阵列增益：这个比较容易理解，主要是解决拾音距离的问题，若信号较小，语音识别同样不能保证，通过阵列处理可以适当加大语音信号的能量。模型匹配：这个主要是和语音识别以及语义理解进行匹配，语音交互是一个完整的信号链，从麦克风阵列开始的语音流不可能割裂的存在，必然需要模型匹配在一起。实际上，效果较好的语音交互专用麦克风阵列，通常是两套算法，一套内嵌于硬件实时处理，另外一套服务于云端匹配语音处理。麦克风阵列的技术趋势语音信号其实是不好处理的，我们知道信号处理大多基于平稳信号的假设，但是语音信号的特征参数均是随时间而变化的，是典型的非平稳态过程。幸运的是语音信号在一个较短时间内的特性相对稳定（语音分帧），因而可以将其看作是一个准稳态过程，也就是说语音信号具有短时平稳的特性，这才能用主流信号处理方法对其处理。从这点来看，麦克风阵列的基本原理和模型方面就存在较大的局限，也包括声学的非线性处理（现在基本忽略非线性效应），因此基础研究的突破才是未来的根本。希望能有更多热爱人工智能的学生关注声学，报考我们中科院声学所。另外一个趋势就是麦克风阵列的小型化，麦克风阵列受制于半波长理论的限制，现在的口径还是较大，声智科技现在可以做到2cm-8cm的间距，但是结构布局仍然还是限制了ID设计的自由性。很多产品采用2个麦克风其实并非成本问题，而是ID设计的考虑。实际上，借鉴雷达领域的合成孔径方法，麦克风阵列可以做的更小，而且这种方法已经在军工领域成熟验证，移植到消费领域只是时间问题。还有一个趋势是麦克风阵列的低成本化，当前无论是2个麦克风还是4、6个麦克风阵列，成本都是比较高的，这影响了麦克风阵列的普及。低成本化不是简单的更换芯片器件，而是整个结构的重新设计，包括器件、芯片、算法和云端。这里要强调一下，并非2个麦克风的阵列成本就便宜，实际上2个和4个麦克风阵列的相差不大，2个麦克风阵列的成本也要在60元左右，但是这还不包含进行回声抵消的硬件成本，若综合比较，实际上成本相差不大。特别是今年由于新技术的应用，多麦克风阵列的成本下降非常明显。再多说一个趋势就是多人声的处理和识别，其中典型的是鸡尾酒会效应，人的耳朵可以在嘈杂的环境中分辨想要的声音，并且能够同时识别多人说话的声音。现在的麦克风阵列和语音识别还都是单人识别模式，距离多人识别的目标还很远。前面提到了现在的算法思想主要是“抑制”，而不是“利用”，这实际上就是人为故意简化了物理模型，说白了就是先拿“软柿子”下手，因此语音交互格局已定的说法经不起推敲，对语音交互的认识和探究应该说才刚刚开始，基础世界的探究很可能还会出现诺奖级的成果。若展望的更远一些，则是物理学的进展和人工智能的进展相结合，可能会颠覆当前的声学信号处理以及语音识别方法。如何选用麦克风阵列？当前成熟的麦克风阵列的主要包括：讯飞的2麦、4麦和6麦方案，思必驰的6+1麦方案，云知声（科胜讯）的2麦方案，以及声智科技的单麦、2麦阵列、4（+1）麦阵列、6（+1）麦阵列和8（+1）麦阵列方案，其他家也有麦克风阵列的硬件方案，但是缺乏前端算法和云端识别的优化。由于各家算法原理的不同，有些阵列方案可以由用户自主选用中间的麦克风，这样更利于用户进行ID设计。其中，2个以上的麦克风阵列又分为线形和环形两种主流结构，而2麦的阵列则又有Broadside和Endfire两种结构，限于篇幅我们以后的文章再展开叙述。如此众多的组合，那么厂商该如何选择这些方案呢？首先还是要看产品定位和用户场景。若定位于追求性价比的产品，其实就不用考虑麦克风阵列方案，就直接采用单麦方案，利用算法进行优化，也可实现噪声抑制和回声抵消，能够保证近场环境下的语音识别率，而且成本绝对要低很多。至于单麦语音识别的效果，可以体验下采用声智科技单麦识别算法的360儿童机器人。但是若想更好地去除部分噪声，可以选用2麦方案，但是这种方案比较折衷，主要优点就是ID设计简单，在通话模式（也就是给人听）情况下可以去除某个范围内的噪音。但是语音识别（也就是给机器听）的效果和单麦的效果却没有实质区别，成本相对也比较高，若再考虑语音交互终端必要的回声抵消功能，成本还要上升不少。2麦方案最大的弊端还是声源定位的能力太差，因此大多是用在手机和耳机等设备上实现通话降噪的效果。这种降噪效果可以采用一个指向性麦克风（比如会议话筒）来模拟，这实际上就是2麦的Endfire结构，也就是1个麦克风通过原理设计模拟了2个麦克风的功能。指向性麦克风的不方便之处就是ID设计需要前后两个开孔，这很麻烦，例如叮咚1代音箱采用的就是这种指向性麦克风方案，因此采用了周边一圈的悬空设计。若希望产品能适应更多用户场景，则可以类似亚马逊Echo一样直接选用4麦以上的麦克风阵列。这里简单给个参考，机器人一般4个麦克风就够了，音箱建议还是选用6个以上麦克风，至于汽车领域，最好是选用其他结构形式的麦克风阵列，比如分布式阵列。多个麦克风阵列之间的成本差异现在正在变小，估计明年的成本就会相差不大。这是趋势，新兴的市场刚开始成本必然偏高，但随着技术进步和规模扩张，成本会快速走低，因此新兴产品在研发阶段倒是不需要太过纠结成本问题，用户体验才是核心的关键。转载自电子元件技术。

都说一场秋雨一场寒，冬天已经不远了，室内温湿度检测也开始受到关注。温湿度监测应用最广的就是仓储温湿度监测了，可以说是一个必不可少的环节，不仅仅是冬季。整理了电路城上9个温湿度检测（监测）方面的设计方案，提高生活质量动动手就可以。1、基于51单片机的智能大棚温湿度检测光照检测设计-（源码+电路图+论文）要求设计一种无线对大棚温湿度等数据进行实时智能监测的系统，可以相采用太阳能电池板，选择合适的单片机、传感器设计电路，对传感器采集到的温度、湿度、光强等数据进行处理与发送，并把将单片机端采集到的各种讯息通过WiFi这种无线方式发送出去，在移动终端设计一个系统来显示接收到数据，并具有报警以及历史数据查询功能。本系统由STC89C52单片机核心板电路、温湿度传感器模块电路、光敏电阻光照检测电路、WIFI模块电路、太阳能电池板电路和锂电池储能电路。通过温湿度传感器DHT11检测温湿度。通过光敏电阻检测光照强度。通过wifi模块发送信息。采用太阳电池板发电，并且将电能存储到锂电池中。https://www.cirmall.com/circuit/191772、STM32温湿度甲醛烟雾Pm2.5检测设计（原理图+源码+pcb+参考论文）采用STM32F103C8T6单片机采集温湿度、甲醛、pm2.5、烟雾浓度信息，将信息显示在OLED屏幕上，并可通过按键设置烟雾和甲醛浓度的报警值，当检测到的浓度大于报警值时，蜂鸣器报警。硬件系统组成=STM32F103C8T6+DHT11温湿度传感器+ZE08甲醛模块+MQ-2烟雾传感器模块+PM2.5传感器（GP2Y1014AU）+0.96寸OLED+按键+蜂鸣器。https://www.cirmall.com/circuit/175863、基于51单片机的光照和温湿度检测报警电路设计方案(原理图+源码)由STC89C52单片机+LCD1602液晶显示屏+ADC0832模块+蜂鸣器+DHT11温湿度传感器+光照传感器+LED+按键构成具体功能：1、LCD1602液晶第一行显示当前的光照值，第二行显示当前的温度和湿度值；2、可以设置光照、温湿度上下限报警值。共4个按键：复位按键、减键、加键、设置键；设定的参数具有掉电保存，保存在STC单片机的内部，上电无需重新设置；3、当光照值高于设定的报警值或温度湿度超出上下限范围，蜂鸣器和指示灯会发出声光报警；4、当温湿度值低于或高于设定的范围时，相应的指示灯亮，蜂鸣器报警。https://www.cirmall.com/circuit/196224、【毕业设计】51单片机粮仓温湿度检测控制系统设计硬件构成：单片机+最小系统+LCD1602液晶显示模块+温湿度采集模块+继电器驱动模块+风扇模块+LED指示灯模块+按键模块+AT24C02存储模块+蜂鸣器报警模块1.采用AT24c02芯片实现掉电存储设置的上限值。2.LCD1602液晶显示当前温度和湿度，液晶显示比数码管的显示效果要好，有英文提示。3.配用全数字型温湿度传感器DHT11，温度测量范围0℃--60℃，湿度测量范围5%RH—99%RH，可以满足一般需要。4.温湿度限值可以通过四个按键加减修改。当温度或湿度超限后，报警信号灯点亮同时相应的继电器吸合。继电器可以驱动打开或切断通风机，抽湿机，报警器等外部设备。本设计只模拟一个抽湿风扇，通过继电器控制。https://www.cirmall.com/circuit/81505、基于51单片机的多传感器数据采集与传输wifi远程温湿度检测上传设计（源码+电路图+论文）1本系统以单片机的控制模块和为通信模块核心，完成整套电路的命令和控制功能。2本设计可以通过无线信号传输完成主部件的信息交换；3要求同时监测远程温湿度；4具有报警电路，即当环境中达到一定的温度和湿度时，系统能够自动报警和提示；5具有显示模块，可以实时查看温度和湿度；https://www.cirmall.com/circuit/194696、STM32单片机智能大棚485上传温湿度光照检测补光48-（pcb+源码+电路图+论文）本系统由RS485采集板和RS485显示按键板组成。1、采集板由STM32F103C8T6单片机、RS485通信模块、光照采集、温湿度传感器检测、继电器控制、LED控制组成。2、显示板由STM32F103C8T6单片机、RS485通信模块、按键、lcd1602液晶显示组成。3、采集板采集所处环境的温度、湿度、光照（0-100），并通过RS485通信实时将数据发送到显示板。4、采集板接收显示板发送过来的设置阈值，实时对比当前值与实际值对比，根据对比结果驱动采集板上补温灯是否打开、加湿继电器是否打开、补光灯是否打开，并且将所有控制状态发送到显示板显示。5、显示板接收到采集板数据，通过液晶lcd1602显示出温度、湿度、光照值以及补温灯开关状态、加湿继电器状态、补光灯状态。6、显示板有相应按键，分别为设置、设置+、设置-、取消设置键，可以随时修改温度、湿度、光照阈值，并实时将这些阈值发送给采集板使用。注意点，RS485是双线通信的差分信号，有控制是当前是发送还是接收，一般情况下需要发送的时候采取占用通信线，平时作为接收。https://www.cirmall.com/circuit/177467、土壤温湿度光照检测无线节点的电路方案设计（原理图+pcb+说明文档+中文资料）功能简介1.具有对土壤湿度的定性检测功能；（这里可以比较容易实现土壤湿度相对湿度情况的定性检测，暂不能实现对土壤含水量百分比的具体量化检测。但硬件设计是支持量化检测的，需要自行根据实验曲线编写算法。）2.具有温度检测功能；3.具有光照强度的定性检测功能；4.具有太阳能充电功能；5.具有2.4G无线通讯功能；6.支持低功耗工作，具有载波监听唤醒功能；7.具有工作状态指示灯提示；8.具有1个多功能复用按钮，用于配置设备连接到主机或者关闭设备进入深度睡眠。https://www.cirmall.com/circuit/169008、PM2.5室内外空气质量检测仪家用温湿度空气环境检测仪器（RF433传输）1.产品包括室外机、室内机；2.室外机接一个温度传感器NTC10K3435，湿度传感器HR202和PM2.5传感器，用于采集温湿度和PM2.5，外接一个太阳能板用于提供电源，外接一个RF433发送模块用于传输数据；3.室内机同样接一个温度传感器NTC10K3435，湿度传感器HR202和PM2.5传感器，用于采集温湿度和PM2.5，外接一个RF433接收模块用于接收数据；4.室外机每隔一段时间自动唤醒采集温湿度和PM2.5，并发送到室内机；5.室内机接收到数据后显示在LCD屏上，并做相应报警；6.室内机可显示时间，可调节时间https://www.cirmall.com/circuit/139439、ESP32-CAM高性价比温湿度监控系统（原理图+源码+教程）在这一期的项目中，保留上一期的功能之外，将加入DHT11温湿度传感器模块，这个模块只有一个数据接口data，所以只占用ESP32-CAM的一个GPIO14，所以很容易将上一期的项目改造成一个温湿度监控系统。系统的功能就是在表单的窗口中输入：data再点击cmd按钮提交命令，ESP32服务器就会查询温湿度数据返回到服务器主页，用户就可以查询到环境参数，显示在反馈信息那里，对上一期功能不清楚的买家可以去看看上一期的介绍。https://www.cirmall.com/circuit/19388

我们最近涉及的话题都是关于60V工业级Buck转换器RTQ6363的，它的负载能力为3.5A，如果需要其他的规格，还有RTQ6360~RTQ6365等可选，最小的负载能力为0.5A，最大为5A。RTQ6363提供两种封装形式，因为引脚数的不同便有功能上的小差异，而使用起来最简单的是PSOP-8封装，相应的应用原理图大概如下图所示：这只是一个概念性质的图片，实际的参数需要根据具体的应用来确定，规格书里有很多可供参考的例子，读者需要时可以到那里去抓取，我们今天的话题是想看看上桥及其周边电路是如何工作的，由此了解自举电路的工作原理和应用中可能遇到的问题及其解决方案，为有疑问的读者解惑，兑现我对某位读者的承诺，希望也能顺便帮到有需要的其他人。在上图中，RTQ6363GSP是用一个方框来代表的，已经集成了的上桥开关位于引脚VIN和SW之间，但这两个点只是构成开关的MOSFET的漏极和源极，这个管子的栅极是和由BOOT端供电的内部驱动器连接在一起的，规格书中截取的部分框图显示出了相关的电路结构：在工作过程中，Buck转换器的上桥开关High-SideMOSFET只有两种状态，不是导通便是截止，让它处于放大区的状况是要被竭力避免的，因为它在那时候的表现就像一只电阻，电流流过它时会形成很大的损耗，所以对上桥进行驱动的电路就必须要有足够的驱动能力即电流吐纳能力要大，以便能够在开关过程中快速跨过导通与截止之间的中间状态，但这种能力也不能太强，因为开关的快速通断会形成较大的EMI问题，实用中的驱动器设计都是折中以后的结果。驱动电路的驱动能力要足够强，除了电路本身要强大，它的供电电压也要足够高，这是由BOOT端的供电来保证的。从框图看，BOOT端的供电来自IC内部的一个Regulator，其输出电压在大部分的设计中都在5V左右，它通过一个二极管流向BOOT，再被BOOT外接的电容CBOOT储存起来，在驱动器需要时即可向它提供电能，这样做要比直接由稳压器的输出给它供电有效得多，同时还可以利用自举的作用解决MOSFET导通以后的状态维持问题。从应用电路原理图可以看到CBOOT的参考点并非GND，它的另一端连接在SW上。在稳态工作期间，SW可以有三种电压状态：当上桥导通时，VSW=VIN；当上桥截止、续流二极管导通时，VSW=0V–VD=–VD；当上桥截止、续流二极管截止时，VSW=VOUT。如果输出电压很低，例如输出电压为零的刚刚加电时，还有输出电压低于内部稳压器输出电压的情况下，假如上桥和续流二极管都处于截止状态，这时的VSW=VOUT也是处于很低的状态，内部稳压器的输出即可通过二极管后对CBOOT进行充电。如果这样的时间长度足够长，最后便有CBOOT所充电压略低于内部稳压器输出电压–二极管正向导通压降–VOUT的结果，但是这种状况在工作中存在的时间其实是很短的，再加上输出电压VOUT的存在，导致这种情况下充入CBOOT的电压几乎不能满足应用的需要，实际上也就没有什么实用的意义，所以不需要被纳入考虑的范畴。正常工作情况下的CBOOT被充电都发生在上桥截止、续流二极管导通的时间段，此时有VSW=0V–VD=–VD，由续流二极管导致的SW节点负电压在充电回路中所起的作用应该可以把内部稳压器输出端串联的二极管的压降抵消掉，所以充电的最后结果就是VCBOOT=内部稳压器输出电压。由于内部稳压器的供电能力通常是很有限的，再加上充电回路上电阻的存在，这个充电过程还是符合RC串联电路上电容电压变化过程的指数规律，充电时间越长则越是接近充电电源的电压，时间太短则可能出现充电不足的问题，这是很多转换器会在工作占空比较高的应用中要求增加另外的自举电容充电电路的原因。具体到RTQ6363上，需要增加充电电路的占空比阈值是65%。由于输入、输出间最小压差的存在，当RTQ6363的输入电压较低时，内部稳压器的输出电压会随着输入电压的降低而变低，自举电容充电期间能够充入的电能自然也就变少了。因为这个原因，便有RTQ6363要求在输入电压低于5.5V时要给自举电路增加另外的充电电路。如果没有外加的充电电路，设计中能向自举电容CBOOT充电的电源便只有内部稳压器，其最高电压便只有5V左右，规格书中所规定的BOOTvsSW间的最大电压范围-0.3V~6V便永远没有被超越的可能，但在引入了外部充电电路以后就很难说了，因为它所使用的外部电源是由设计者引入的，我们无法对其进行控制，只能告诉设计者，你能给这两个端子间施加的电压差必须处于这个范围内，超出了就可能有危险会发生，这种危险造成的危害属于EOS损伤。如果RTQ6363工作在负载比较重的电感电流连续模式下，它的每个工作周期便被上桥导通时间和续流二极管导通的时间占满了。在这种情况下，只要属于上桥导通的时间占空比低于65%，输入电压也没有低于5.5V，给CBOOT充电的电源就是充足的，充电的时间也足够，此时就没有必要添加另外的充电电路。假如RTQ6363工作于负载很轻的电流非连续模式下，它的上桥只需要很少的导通时间即可满足输出稳定的需求，为电感续流的二极管也会很快进入截止状态，SW的电压便会在很多时候都处于与输出电压相等的状态，在这种状况下便可能出现CBOOT充电不足的问题，即使充足了也可能会出现电量不足的问题，因为上桥的驱动电路总是会有一些消耗的，即使不需要开通上桥时也是如此，所以RTQ6363便设计了一个BOOT电压不足的检测功能，它在遇到这种状况时会自动将连接在SW和GND之间的一个内部MOSFET打开以拉低SW的电位，使对CBOOT的充电能够得到实施，实现补足其电压的效果。这里提到的内部MOSFET很容易被认为是内部集成的续流开关，至少在我接触开关稳压器的早期就是这样认为的，这让我将非同步的Buck转换器当成了同步Buck转换器，实际上却完全不是那么回事。CBOOT为什么会连接在BOOT和SW之间而不是BOOT和GND之间呢？这是因为上桥的参考点是SW，而这个点的电压是变化的。当上桥的驱动电路发出一个高电平时，它能使上桥由截止状态进入导通状态，这将使得VSW=VIN，假如BOOT的电压是相对于GND而存在的，VSW=VIN将使上桥的栅源电压差降低或是变为负值，上桥的导通状态便不能维持，而将CBOOT连接在BOOT和SW之间时，当VSW上升为VIN的时候，CBOOT的参考电位便升高到了VIN，而CBOOT两端的电压是不能发生突变的，BOOT端的电压也就自然上升了VIN而大约成为5V+VIN，上桥栅极的电位也上升了VIN，使得它相对于SW的电位差一点都没有变化，上桥的导通状态便得以维持。当需要让上桥截止的时候，上桥驱动器只需要将其输出由高电平变为低电平，上桥开关自然截止，此时已经充入电感的电流还会继续流动，这将导致SW处的电压下降，到其低于地电位后便有续流二极管的导通使电感电流能够持续流动，SW节点的电位便维持在–VD上，相应的BOOT处的电位也自然回到了5V，若有不足则会有内部稳压器向其补充电能，做好下一次再驱动上桥导通的准备。在上述过程中，由于CBOOT两端电压不会突变的缘故，BOOT及其内部连接电路的电压会随着SW电位的变化而相应变化，促使其发生变化的信号也是它自己发出的，这就很像是自己把自己举起来了，所以CBOOT被称为自举电容。连接在BOOT和内部稳压器或外部5V电源之间的二极管是单向开关，其作用之一是形成充电的通路，二是在BOOT电位被举升了时防止CBOOT中的电能反向流动，所以是必须要有的元件。当使用外部电源为RTQ6363的自举电容充电时，这个电源的电压最好是5V的。这个5V既可是系统里存在的其他5V电源，也可以是RTQ6363自身的输出。假如系统里没有可用的5V，也可使用其他的电压源经过分压以后来形成，我们在应用中可以灵活地进行设计，只要符合基本的原理既可，思想上不要有太多的限制。虽然本文涉及到的器件型号是RTQ6363，但是相关的原理是通用的，可以被套用到别的器件上，需要变化的可能就是一些具体的参数，这不应该成为理解的障碍。转载自RichtekTechnology。

本文仍然继续上期文章的话题，将RTQ6363的应用说明翻译给你做参考，需要复习或了解前面内容的读者可点击下述链接进行回顾。使能端的电路结构和UVLO的作用机制此图摘录自RTQ6363的内部框图，其中的核心是ShutdownLogic，如果要把这个词翻译为中文，我会说“关机控制电路”。关机控制电路受三个信号的控制，它们分别来自使能比较器EnableComparator、过热检测电路ThermalShutdown和欠压锁定保护电路UVLO，关机控制电路在收到它们中的任何一个发出的不正常信号时都会将整个IC的工作停下来以确保安全。使能信号EN端内部包含有两个电流源IEN(=1.2µA)和IEN_Hys(=3.4µA)，它们的供电显然是来自于电源输入端VIN。当EN端处于浮空状态时，来自IEN的电流就可使EN端处于高电压的状态，也就是说保持EN端悬空即可使RTQ6363在VIN的控制下自动进入运行状态。如果EN端的电压如上图所示那样由外部电路如电阻分压器供应，当EN端电压高于EnableComparator反相输入端的电压EnableThreshold(VTH_EN=1.2V)以后，EnableComparator输出端便成为高电平使IEN_Hys下端的开关接通，IC内部流入使能端的电流便从IEN=1.2µA增加为IEN+IEN_Hys=1.2µA+3.4µA=4.6µA，这些电流都只能向EN端子外部流动经电阻REN2入地，这个过程便会使EN端的电压发生一个跳变，其表现如下图中的绿色线所示：同样地，在EN端电压下降的过程中，流出EN端的电流也会从4.6µA变回到1.2µA，促使这种变化发生的原因是EN端电压下降到阈值VTH_EN=1.2V，这也会造成EN端电压的跳变，其表现如下图中的绿线所示：这样的设计可避免在EN电压上升、下降过程中出现使能状态的来回跳变问题，属于滞回式设计，这是规格书的英文描述中会出现了Hysteresis这个词的原因。UVLO是UnderVoltageLockout的缩写形式，意为欠压锁定，是一种保护功能。上电过程中，当电源输入端VIN的电压低于UVLO阈值VUVLOH=4.3V时，关机控制电路使IC一直处于关机状态，直到VIN电压超过这个阈值以后才容许IC进入工作状态。在VIN电压下降过程中，判断是否需要关机的UVLO阈值是VUVLOL=3.9V。上升、下降过程中造成UVLO输出发生变化的阈值电压不同，同样可以避免上电和断电过程中的工作状态的不稳定，也属于滞回式设计。过热关机的概念应该很容易理解，RTQ6363容许的内核最高温度是175℃，超过此温度便会发生过热关机保护。一旦发生过热关机保护，内核温度必须回落15℃以后才会重启上电过程。很显然，为了确保安全，使能控制、过热关机和UVLO对于关机控制电路来说都是一票否决制，只要它们中有一个提出来要关机，实际的关机过程就会发生，其作用很像是联合国安理会的否决权，一票即可定乾坤。将EN端用于启动电压和UVLO的阈值调节利用上一节介绍的EN端和UVLO的特性，我们可以通过调节将VIN分压到EN端的电压比来选择让RTQ6363进入工作状态的VIN电压值VSTART和停止工作的VIN电压值VSTOP，具体的实现电路如下图：根据希望得到的启动和停止的输入电压可以得到两只电阻的计算公式：EN端最高可以承受60V的电压，与VIN端的承受能力相同，因此可以在很宽的范围内对具体参数进行调节。应用笔记AN063里就利用EXCEL设计工具对此进行了验证，其结果表现得非常准确。软启动和追随控制采用PSOP-8封装的RTQ6363GSP没有可调的软启动端子，它的软启动时间是内部固定的2ms，这意味着在正常情况下的输出电压从额定值的10%上升到90%会经历2ms的时间。RTQ6363GQW采用DFN-10L封装，这给它留出了保留SS软启动端子的空间。SS内部包含一个1.7µA的电流源ISS，只要给它外接一只对地电容，ISS即可对其进行充电。在上电过程中，当SS端电压比FB端电压高出42mV以后，转换器的主开关即可进入工作状态，这样的设计可确保转换器在遇到输出端已经存有一部分电能时不会在一开始即进入开关切换工作状态，从而保证其启动过程是单调的上升过程，这种方法在很多规格书中都有一种描述叫做Pre-biasstartup，我把它翻译为“预偏置的启动过程”。在IC工作的时候，FB端看到的电压是要与参考电压VREF进行比较的，而RTQ6363的VREF=0.8V，如果这个0.8V的参考电压直接进入误差放大器参与误差检测，RTQ6363的工作过程中便不会有软启动过程，其结果是会在启动过程中出现较大的输入电流，这对向其供电的电源会是一个很大的冲击。为了实现软启动，这个参考电压会先和SS端电压VSS进行比较，当VSS假如我们将一个外部电压源引入SS端，只要该电压低于VREF，它所起的作用便与上面说的软启动电压相当。如果该电压源的电压是变化的，转换器的输出电压就会跟随它而发生同样的变化，这种作用就像追随一样，所以SS端有另外一个称呼TR，它取自英文单词Tracking，这种功能可以被使用在需要多组电源同步或按序启动的应用当中。在RTQ6363启动过程中，使能端EN、软启动端SS和输出电压VOUT之间有下图所示的关系。当VFB达到VREF的94%时，PGOOD内部的开漏MOSFET会由导通状态转换为截止状态，所以我们会看到PGOOD信号在输出电压上升到额定电压的94%时转变为高电平，这是因为它已被电阻上拉至某个电压源的结果。按照RTQ6363规格书的定义，它的输出电压从额定电压的10%上升到90%需要的时间被称为软启动时间，其计算公式为：其中的CSS/TR是SS/TR端外接的软启动电容的容量。假如RTQ6363遇到了负载太重和输出电容太大的状况，即使软启动过程已经结束了，它的输出电压也无法达到额定的电压，这样就可能会进入输出电压欠压保护状态。所以，CSS/TR应该足够大，以便确保软启动过程结束时COUT已经被完全充满了电，满足这个要求的软启动电容值计算公式如下：其中的ICOUT_CHG是对COUT进行充电的电流，它与工作频率、电感量、上桥开关的峰值电流限制值及负载电流有关。通过一个软启动过程对输出电压进行提升的过程都会遇到器件参数的极限值，说明软启动并不意味着就是在以比较微弱的方式发力对输出电压进行提升，它们也很可能是用了很大的力的，具体的状况是与许多因素有关的，其重点在于软启动过程降低了对输出电压提升速度的要求，这就相应地降低了器件们需要努力工作的强度，是一种以时间换空间的战术，使得系统有足够的能力去轻松提升输出电压。输出欠压保护过载和输出短路都会造成输出电压的降低，RTQ6363需要持续监测输出电压的反馈信号VFB来实施输出欠压保护。为了避免和软启动过程产生冲突，这项工作会在VSS/TR超过1.2V以后开始进行，若发现VFB低于欠压保护阈值（0.5xVREF，典型值），欠压比较器的输出就变为高电平，这就意味着进入输出欠压保护状态了，此后的上桥开关就会进入截止状态，输出端不能得到能量补充，输出电压就只有下降的机会而不可能再上升。在输出欠压保护状态下，SS/TR端内部一个电流源ISS_DIS(=0.5µA)会对CSS/TR进行放电操作。当SS/TR端电压被放电到54mV时，RTQ6363便会开始一次新的软启动过程，前述的电流源ISS会开始对CSS/TR进行充电操作。VSS/TR从1.2V降低到54mV的时间长度可用下述公式进行计算：这个计算所得到的时间长度是软启动过程结束时便发生输出欠压保护到重新开始尝试软启动需要经历的时间，这段时间是几乎不会有输入端能量消耗的阶段。在正常情况下的RTQ6363会将CSS/TR充电到多高的电压呢？规格书没有给出指标，但我们可以从规格书中的波形图里观察到这个数据是超过5V的，由此数据可以推知：如果过载和短路的发生是在正常工作期间发生的，从事件的发生导致发生输出欠压保护到再次重启动的时间是很长的，因为软启动电容的放电需要很长时间，其数值至少有如果过载和短路发生在软启动结束后VSS/TR还没有上升到最高电压5V的这一段时间内，此时便有1.2V在输出欠压保护发生的情况下，RTQ6363仅在尝试软起动的时间段内才会消耗能量，对CSS/TR进行放电的时间段里消耗的能量是很少的，这就避免了过载和短路可能造成的风险，而它的这种反复尝试启动的保护模式也被称为打嗝模式，因为其表现与我们的打嗝实在是太像了。（未完待续）转载自RichtekTechnology。

本文继续上期文章的话题，将RTQ6363的应用说明翻译给你做参考。输出电容的选择输出电容COUT的选择主要受输出电压纹波需求和负载瞬态响应特性需求的影响。输出电压纹波的峰峰值ΔVOUT可由下式进行评估：其中的ΔIL是电感电流纹波峰峰值，其最大值发生在输入电压最高时，因为ΔIL会随着输入电压的增加而增加。将多只电容并联使用可以满足应用对ESR的需求和对电流纹波有效值的需求。考虑负载瞬态变化的影响时，应用对输出电压的下坠幅度VSAG和隆起幅度VSOAR的需求就要被纳入考虑范畴，这会影响对输出电容有效值的选择。输出电压下坠和隆起的幅度与PWM控制环路的交叉频率有关，其间的关系可用下式进行表达：陶瓷电容具有很低的等效串联电阻ESR，将其用作输出电容可带来非常好的纹波性能，尤其是使用X7R规格电介质的电容在温度和电压变化下的性能都非常出色，是最值得被推荐的，但是这些电容在不同的直流电压下和不同的交流信号频率下都会有不同的容量变化，在设计中是必须被考虑到的。例如，当直流电压被施加到这些电容上时，它们的电容有效值会随着直流电压的升高而不断降低，大部分陶瓷电容在被使用到它们的额定耐压时其实际容量都有50%甚至更多的损失，所以在选择其容量时必须将由电压带来的影响考虑进去。续流二极管的选择当上桥MOSFET开关截止时，电感电流需要继续流动，位于低侧的外接二极管就起到了续流的作用，它连接在SW和GND之间。续流二极管的反向电压承受能力必须等于或大于最高输入电压VIN_MAX，它的平均正向导通电流承受能力应该等于或大于最大负载电流。从效率的角度考虑，续流二极管的正向导通电压应该尽可能地低，反向恢复时间应该尽可能地短。综合起来看，续流二极管的最佳选择是肖特基二极管。被选作续流二极管的肖特基二极管的正向导通电压必须小于图6所示的正向导通电压限制，这种限制是与温度有关的，超出这种限制便有可能造成IC功能的不正常。之所以会有这种限制的存在，是因为RTQ6363内部集成有低侧MOSFET开关，它的作用是在负载很轻又同时遇到了自举电容电压太低时导通以实现对自举电容的再充电。这个低侧开关包含有体二极管，它的电流通过能力非常有限，如果上述续流二极管的正向导通电压超过了这个体二极管的导通电压，那么应该流过续流二极管的电流就会尝试通过该体二极管，这样就很容易让其受到损伤，IC的功能自然也就不正常了。参见下图，它借用自我们前面提及的AN063。续流二极管的损耗是在进行型号选择时必须考虑的一个因素，它不能超出所选二极管的最大承受能力。续流二极管的损耗包含两个部分，一为导通损耗，一为切换损耗。导通损耗与正向导通电压和电流有关，切换损耗则与其结电容有关。续流二极管的实际功耗可由下述公式进行估算：其中的CJ是续流二极管的结电容容量。关于续流二极管的选择，除了这里提到的内容以外，应用笔记AN063里还特别比较了平面型肖特基二极管和沟道型肖特基二极管的差异，它们由于具有完全不同的反向漏电流特性而在高温高压的应用中表现出完全不同的特性，其差异有可能会让你大吃一惊，对此感兴趣者可以前去了解一下。输出电压的设定在输出端和GND之间连接一个电阻分压器，将其中间节点和FB连接起来，这样就可完成对输出电压的设定。电阻分压器可使FB以确定的比例感知到输出电压的任何变化，输出电压和两个分压电阻之间的关系如下式所示：其中的VREF是参考电压，其典型值为0.8V。电阻分压器应该被放置在距离FB引脚不超过5mm的地方。R2的取值不应该大于80kΩ以避免噪声的影响，与其对应的R1可用下述公式计算得到：为了保证输出电压的精度，分压电阻应该具有±1%或是更高的精度。补偿网络的设计环路补偿的作用是确保系统在拥有最好的动态特性的同时还能稳定地运作，这在没有补偿的系统中是很难做到的。电源系统不稳定的典型表现包括出现在磁性元件或陶瓷电容里的音频噪声、开关切换波形的抖动、输出电压的波动以及MOSFET功率开关的过热表现等等。在大多数情况下，RTQ6363使用的峰值电流模式控制架构仅需使用两只外部元件即可获得稳定的效果，参见下图8。通过使用适当的补偿，我们在设计中便可使用任何类型的电容，其容量也可以根据不同的需要进行选择，控制回路的交叉频率也可以根据需要进行设定，还能优化瞬态响应的表现。在环路的交叉频率附近，峰值电流模式Buck转换器的控制回路（PCMC）可以被简化为如图9所示的形式：我们这里介绍的方法可以简化计算过程，忽略了IC内部的斜率补偿带来的影响。由于忽略了斜率补偿，实际的交叉频率通常就会低于计算所得的交叉频率。在将计算所得的结果用于产品生产以前，对模型进行仔细的测试验证是非常必要的。需要注意的是，即使电源供应器的理论模型都是正确的，它也不能将实际电路的寄生参数和元件的非线性特性都包含进去，其中就包括输出电容的ESR变化、电感和电容的非线性特性等等，另外还有PCB上的电路噪声、测量精度的限制等等都会导致测量误差。使用网络分析仪进行测量可以获得准确的波特图，而立锜应用笔记AN038（《怎样利用快速瞬变负载测试DC/DC转换器》）也提供了另外一个可以快速进行稳定性测量的替代方案，实施起来也非常容易。一般情况下，使用下面的步骤即可将补偿元件的参数计算出来：1．设定交叉频率fC。为了保持环路的稳定，目标中的环路增益应该是从很低的频率开始到超出交叉频率的范围内有-20dB/dec的斜率。通常来说，推荐将交叉频率设定在工作频率的1/20~1/10即工作频率fSW的5%~10%的范围内。对RTQ6363来说，还有不要使交叉频率高于80kHz的要求。从动态特性的角度考虑，较高的带宽会带来较快的瞬态响应速度，但也会同时导致转换器对噪声影响的敏感，可以让我们很容易就会在开关节点电压波形上看到下降沿的抖动现象。2．计算RCOMP：其中，gm是误差放大器的传导系数（440μA/V），gm_cs是COMP对电流信号的传导系数（12A/V）。COUT会受到温度、直流偏置电压和开关切换工作频率的影响，设计时必须把这些因素考虑进去。3．必须用一个零点来补偿由输出电容和最大负载（RL）给转换器带来的极点的影响，由此可计算出CCOMP：4．输出电容COUT和它的ESR会决定一个环路零点的位置，增加一个CCOMP2电容可引入一个极点来消除该零点的影响，其位置应该位于该ESR零点处或是工作频率的1/2处。CCOMP2的计算公式如下：如果工作频率的1/2低于ESR零点频率，补偿极点就需要设定在工作频率的1/2处，此时就有需要注意的是，CCOMP2是个可选的元件，其作用是增强转换器不受噪声影响的能力。自举驱动器的供电问题连接在BOOT和SW引脚之间的自举电容CBOOT是用来生成一个高于输入电压VIN的电压轨，一个内部电压源可在续流二极管导通时经过一只内部二极管对它进行充电，充入其中的电能可在随后发生的上桥导通期间提供电源供应。对于大多数应用来说，一只0.1μF、0603封装的X7R规格电容就可以满足这只电容的需要，其耐压规格应该等于或大于6.3V。外加自举充电二极管当输入电压低于5.5V或是占空比高于65%时，必须利用连接在外加的5V电源和BOOT引脚之间的另外一只二极管来改善上桥MOSFET开关的导通状况以提高效率，推荐的应用电路如下图所示：这只二极管可以是低成本的1N4148之类的型号，而另外的5V电源可以是系统中另外的5V电压源，或者就是RTQ6363自身输出的5V电压，需要注意的是BOOT引脚和SW引脚之间的电压VBOOT_SW必须低于5.5V。下图显示的是有这个外加电源和没有这个外加电源时的效率之间的差异：可选的外加自举电阻IC内部用来驱动上桥MOSFET开关的栅极驱动器都是经过优化设计的结果，它总是被设计得足够强大，足以驱动开关快速通断以降低功率损失，同时又不能太强，以便能将EMI问题控制到发生几率最小的程度。EMI问题的产生通常就是因为开关导通的速度太快了，会生成很大的di/dt噪声；而在开关截止的时候，开关节点储存的电能又需要被电感电流造成的放电过程释放掉，这时存在上桥开关已经截止和续流二极管还处于截止状态的死区时段。在某些清况下，人们希望EMI问题要尽可能少，即使造成更多的功率损耗也在所不惜，这时就可以在BOOT端和自举电容的连接线上串入一只自举电阻RBOOT，这可以带来降低上桥MOSFET开关导通速度的效果，其具体做法见下图，其中接入的电阻RBOOT的值可以从几个Ω到10Ω，封装可以是0402或0603的。这种做法可以降低上桥MOSFET开关的导通速度，相应的VSW的上升速度就可以降下来。既能改善EMI性能、又能提高上桥MOSFET开关导通程度的推荐电路见下图，其重点是利用外加的电源来提高了上桥MOSFET开关的驱动电压，但是其导通的速度依然是受到了限制的。（未完待续）转载自RichtekTechnology。

RTQ6363是工作电压范围为4.5V~60V、启动后最低输入电压可低到4V的工业级Buck转换器，其负载能力为3.5A，输出电压可在0.8V~VIN间进行设定。它采用峰值电流模式控制架构，工作频率可用一只外接电阻在100kHz~2.5MHz间进行设定，也支持用外部时钟信号控制进行同步动作，外部时钟信号的频率范围可在200kHz~2.2MHz之间选择。RTQ6363可以两种封装形式供货，一种是PSOP-8，一种是4mmX4mm的DFN-10L，后者因为引脚较多而具有可调的软启动能力和PGOOD指示信号输出，同时也具有更高的散热能力，但是占位面积却更小，比较适合那些对时序控制要求较高的应用的需求。为了帮助用户更好地使用RTQ6363，我的一位欧洲同事最近写了一篇应用笔记AN063，其中引用了立锜科技专为RT(Q)63xx系列产品设计的一个EXCEL设计工具进行了两个应用案例的完整设计和测试验证，同时把相关元器件的选用规则也给了出来，还进行了一些关键元件的不同选择带来的不同结果的比较和验证，是一篇非常有参考价值的文章，而我已经完成了对它的翻译，很快就会通过电子邮件的形式推送给订阅了立锜电子报的读者。我在完成了AN063的翻译后重读RTQ6363的规格书时，觉得其规格书的应用说明部分也写得非常好，所以发心要把它翻译出来供咱们的读者使用，下面便是这次翻译的结果。由于规格书的写作方法并不适合以一般文章的形式呈现，所以我在翻译时会有一些小的修改，希望这能得到读者的理解。又考虑到其内容繁多，并不适合一次就发完，所以将以连载的形式来发布，请有兴趣的读者们持续关注。RTQ6363的应用说明RTQ6363的型号定义和引脚布置RTQ6363的内部电路框图RTQ6363的典型应用电路上面给出了RTQ6363常见的一些应用电路，每个电路中的外部元件的选择都主要由应用需求决定，设计中的第一步是要通过对外部电阻RRT/SYNC的选择来决定其开关切换工作频率，接着便是电感L、输入电容CIN、输出电容COUT和续流二极管的选择，然后是通过对反馈电阻、补偿电路参数的选择来设定需要的输出电压和交叉频率。自举电容CBOOT的选择比较简单，使能端EN、软启动端SS、PGOOD和同步等端子涉及到的外围元件可根据具体的应用需求来做选择，通常不会有多大问题。开关切换工作频率的设定RTQ6363的开关切换工作频率是可调的，通过RRT/SYNC端的外接电阻便可对其进行设定，其设定范围为100kHz~2.5MHz。工作频率选择的难点是要在转换效率和元件的尺寸方面进行权衡，较高的工作频率容许使用较小的电感和电容量，而较低的工作频率则可降低内部开关的栅极电容充电损失和切换过程带来的损失，但也同时需要较大的电感量和/或电容量以维持较低的输入电压纹波。开关的最短导通时间和最短截止时间对工作频率的选择会带来一定的限制。最短导通时间tON_MIN是上桥开关处于导通状态的最短时间长度，RTQ6363的这个参数的典型值是100ns。在电流连续工作模式下，最高工作频率fSW_MAX受到最短导通时间的限制，它们之间的关系是：其中的VIN_MAX是最大可能的输入电压。最短截止时间tOFF_MIN是RTQ6363内部电流比较器恢复常态并能让MOSFET上桥开关再次动作所需要的最短时间，这项参数的典型值是130ns。假如要让工作频率恒定不变，实际的截止时间就要比最短截止时间更长才行。下面的最短截止时间计算公式是将各种损耗项目也纳入了考虑的结果：其中的RDS(ON)_H是上桥MOSFET开关的导通电阻；VD是续流二极管的正向导通电压；RL是电感器的直流阻抗。通过连接在RT/SYNC和地之间的外接电阻可以设定工作频率fSW，这个端子是按照FMEA失效模式及其效应分析的结果进行设计的，这可确保它在遇到诸如短路到地或是处于浮空状态等失效状态时也不会让器件以不正常的频率工作。实际上的状况将是这样的，假如该端子与地短路了，器件的工作频率就会是900kHz（典型值）；假如该端子处于浮空状态，实际的工作频率就会是240kHz（典型值）；假如该端子是正常连接的，实际的电阻值与工作频率之间的关系便如下式所示：其中的fSW(kHz)是我们希望设定的工作频率。设定工作频率的电阻最好是使用1%精度或更高精度的电阻，其温度系数应该是100ppm或更低。下图显示了工作频率fSW与电阻RRT/SYNC的值之间的关系：电感器的选择电感器的选择需要在尺寸、成本、效率和瞬态响应需求之间进行权衡，其关键参数包含三个：电感量L、电感器饱和电流ISAT和直流阻抗DCR。一个值得推荐的尺寸与损耗之间的平衡点是将电感电流的纹波峰峰值设定为IC额定电流的30%，再加上工作频率、输入电压、输出电压便可一起计算出电感量的值：较大的电感量会导致较低的输出电压纹波和较高的效率，但会略微降低瞬态响应能力，会导致环路相位的滞后，降低交叉频率，当斜率补偿斜坡与检测到的电流斜坡之间的比值增加时，电流模式的控制系统就变得越来越像电压模式的控制系统了。较低的电感量会导致较小的尺寸，但是电流纹波的增长会带来电流限制阈值的精度降低，增加电感器的交流损耗，也会在占空比接近或超过50%时导致补偿不足，出现严重的环路不稳定问题。当占空比超过50%时，下列条件需要得到满足：将电感电流纹波∆IL设定在最大额定输出电流（3.5A）的10%~50%可在尺寸、效率和瞬态响应之间得到一个比较好的平衡。为了得到好的效率表现，可在容许的空间尺寸内选择具有最低直流阻抗的低损耗电感。电感量不仅会决定电流纹波的大小，也会决定发生DCM/CCM模式切换时的负载电流值。被选中的电感器应该拥有大于IC峰值电流限制阈值的饱和电流额定值，其磁芯应该足够大，以便其在出现电感电流峰值（IL_PEAK）时也不至于会发生饱和现象，其中的电感电流峰值计算公式列出如下：即流过电感器的电流由电感纹波电流和负载电流共同组成。在上电、发生故障或负载发生瞬变时，电感电流可能发生超过上面计算出的电感电流峰值的情况。由于在负载发生瞬变期间有可能发生电感电流顶到IC的开关电流限制值的情况，许多偏于保守的设计便会选择饱和电流参数额定值等于或大于IC开关电流限制的电感器。为了得到好的EMI性能，所选电感器最好是带有屏蔽的设计。输入电容的选择输入电容CIN起着对上桥MOSFET开关漏极脉冲电流进行滤波的作用，其大小应当能够避免在输入端出现大的电压变化。出现在输入电容上的输入端电压纹波可用如下公式进行评估：其中有下面的图5显示了流过输入电容CIN的纹波电流和它在电容上形成的电压纹波。对陶瓷电容而言，其等效串联电阻ESR很小，由其导致的纹波可以被忽略，我们可用下述公式对实际需要的输入电容有效值进行估算：其中的∆VCIN_MAX是输入电压纹波最大值。输入电容不仅需要具有很低的ESR，还要具有承担最坏情况下的输入电流纹波有效值的能力。转换器的输入电流纹波有效值（IRMS）可根据输入电压VIN、输出电压VOUT和额定负载电流IOUT经由下述公式进行评估：输入电流纹波有效值的最大值发生在负载最大时，这个需求必须被纳入输入电容电流承载能力的考虑当中去。输入电流纹波最大值通常发生在占空比为50%时，此时有VIN=2xVOUT，因此便常将VIN=2xVOUT时的IRMS≈0.5xIOUT_MAX用于设计中。需要注意的是由电容制造商提供的纹波电流承载能力通常是以2000小时寿命为计算依据的，因而比较明智的做法是要给电容更多的降额使用空间，或者是要选择比实际需求更高的电容使用温度等级。现实中常常需要将多只电容并联使用来满足应用对尺寸、高度和热性能的需求，遇到输入电压很低的应用时还需要使用很多大容量的输入电容来满足负载变化期间将瞬态效应的影响最小化的需求。陶瓷电容因为具有尺寸小、耐折腾、ESR很低等特性而成为开关模式转换器最佳的输入电容选择，但在使用它们时却必须非常小心，因为陶瓷输入电容在结合上线路电感以后就形成了一个品质因数很高的谐振电路，假如将这样设计的RTQ6363应用电路直接插入已带电的电源，其输入端就可能出现高达额定电压2倍的振铃信号，完全可能超出IC的最大电压承受能力。要想避免这样的状况发生，最简单的做法是给低ESR的陶瓷输入电容并联一只具有较高ESR的大容量电容，它可以起到对电压振铃信号的抑制作用。输入电容应该被放置在尽可能接近IC的VIN和GND的地方，其连接形成的电感要尽可能地低才好。VIN端要求的旁路电容有效容量至少得有3µF，在工作频率为400kHz的应用中，可以将两只4.7µF/X7R的电容连接在VIN和GND之间。如果工作频率更低，需要的输入电容便要更大。为了消除高频噪声，另外的0.1µF小电容应该和这些器件放在一起来使用，其封装规格应该是0402或0603的。为了在宽阔的温度范围内和输入电压变化的情况下都能获得最佳的性能，所选陶瓷电容最好是X7R类型的。（未完待续）转载自RichtekTechnology

PWM一般指脉冲宽度调制。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。整理了电路城上8个脉冲宽度调制应用电路，想进一步了解PWM的朋友可以参考下。1、信号发生器PWM方波输出占空比频率可调节此模块采用SG3525PWM控制芯片，电压工作范围：8-12V，占空比0-100%可调节，板载LED指示灯，输出最大频率十几KHZ方波输出。特点：宽电压工作，输出频率宽度大，PWM占空比频率同时可调节。https://www.cirmall.com/circuit/11372、单片机PWM调光大功率LED驱动模块电路设计方案(原理图+源码)1）此模块为大功率LED恒流板恒流驱动模块，它是一款连续电感电流导通模式的降压恒流源，用于驱动一颗或多颗串联LED；2）输入电压范围从6伏到30伏，输出电流可调节；3）据不同的输入电压和外部器件，模块可以驱动高达数十瓦的LED；4）模块主驱动芯片内置功率开关，采用高端电流采样设置输出电流，并通过DIM引脚可以接受模拟调光和很宽范围的PWM调光。当DIM的电压低于0.3V时，功率开关关断，模块进入极低工作电流的待机状态。https://www.cirmall.com/circuit/196483、AVR128单片机的PWM无极调速设计（源码+电路图）系统由AVR128核心板电路、液晶1602显示电路、按键电路、直流电机驱动电路、霍尔转速检测电路组成。1、液晶1602显示转速。2、电机通过ULN2003芯片驱动。3、按键控制电机的启动、停止、加速、减速（5档加减速）。https://www.cirmall.com/circuit/182214、毕业设计-51单片机电机PWM调速控制系统霍尔测速仪温度检测（原理图+源码+pcb+参考论文）产品功能描述：本系统由STC89C52单片机、LCD1602液晶显示、L298N电机驱动模块、按键、霍尔传感器、DS18B20温度传感器及电源组成。1、通过按键可以控制电机的启动、停止、正转、反转、加速、减速。2、通过温度传感器DS18B20检测温度。3、通过液晶显示温度、PWM档位值、速度。4、温度超过50度蜂鸣器报警。https://www.cirmall.com/circuit/176395、毕业设计-51单片机PWM调光台灯智能检测光强检测光控灯（原理图+源码+pcb+参考论文）产品功能描述：本系统由STC89C52单片机、光照检测（光敏电阻）、AD0832转换、4位高亮LED灯、按键及电源组成。1、系统具有自动模式和手动模式，按模式键可以进行切换。有模式指示灯指示。2、手动模式下按加、减键可以手动调节台灯的亮度。3、自动模式下通过光敏电阻采集外界光线的强弱，自动控制台灯的亮度，光线越强台灯越暗，光线越弱台灯越亮。4、高亮LED灯，亮暗程度分为5档。https://www.cirmall.com/circuit/176466、NE555直流电机PWM调速电路设计方案NE555直流电机调速电路，直流电机vcc5-12V,PWM脉宽可调节,占空比D=RA/(RA+RB)，频率F=1.44/((RA+RB)*C)，此外加一指示灯显示PWM调节强度。https://www.cirmall.com/circuit/163987、PWM转0-10V转换器PLC工业接口模拟量转数字量AD打开（PCB+原理图）功能与作用:1.将0-100%PWM数字信号转换成模拟量信号。2.输入数字信号可以是3.3V或5V或24V电平的0-100%PWM信号3.输出模拟量信号可以0-10V电压或者0-5V电压。4.广泛用于PLC；单片机或其它工业控制板的的信号接口切换。5.电源有防接反功能https://www.cirmall.com/circuit/166688、基于PWM的数字随动系统设计（原理图+源程序+bom表+演示视频）（1）基于电力电子技术，先选择合适的直流电源，通过PWM控制技术，产生与给定成比例的直流电压，先设计出PWM变换器。（2）需要选择转角反馈传感器，设计出转角反馈电路，以便使当前位置能够进入单片机；还需要选择转速反馈传感器及安装转速反馈传感器，设计出转速反馈电路，以便使转速信号能够进入单片机。角度和转速可通过按键调整，转动过程中，可以一键停止。（3）将转角反馈值与给定位置（转角）进行比较，获取位置偏差，再加上反馈的速度值，根据控制算法，例如PID算法，计算出此时的PWM脉冲占空比，送到PWM变换器，实现电机的电源控制，当位置偏差为0时，PWM变换器也不输出，电机转速也为0，实现电机平稳准确地到达新的位置。（4）与理论值进行对照，验证设计的正确性https://www.cirmall.com/circuit/12223

蓝牙技术是一种无线数据和语音通信开放的全球规范，它是基于低成本的近距离无线连接，为固定和移动设备建立通信环境的一种特殊的近距离无线技术连接。当蓝牙邂逅智能车会摩擦出怎样的作品呢，整理了8个蓝牙小车的设计方案，想拥有一辆自己的蓝牙小车就动起来吧。1、基于51单片机的蓝牙风扇智能小车设计-蓝牙-L298N-红外避障-（电路图+程序源码）本设计由STC89C52单片机电路+蓝牙模块电路+L298N电机驱动电路+DS18B20温度检测电路+风扇控制电路+红外避障传感器模块电路+电池盒电路组成。1、通过手机APP可以控制智能车的前进、后退、左转、右转。2、通过DS18B20检测温度，通过红外避障传感器检测是否有障碍。当红外避障传感器检测到有障碍时，如果温度低于40℃，风扇不转。温度在40-60℃之间，风扇缓慢转动。温度在60℃以上，风扇全速转动。当红外避障传感器没有检测到障碍物时，风扇不转。https://www.cirmall.com/circuit/201662、基于ArduinoNano设计的蓝牙控制机器人智能小车(电路图)该开发板具有双电机驱动器和一些额外的Arduino引脚（3V，5V，GND输出），因此，使用此PCB，您可以通过更改Arduino代码来制作线路跟随器，避障器，寻边器，语音控制和其他Arduino机器人。我已经制作了一个蓝牙控制机器人车，所以我在描述如何制作蓝牙控制Arduino机器人或车。https://www.cirmall.com/circuit/190393、基于stm32循迹避障语音控制金属探测蓝牙小车设计（原理图+pcb+源码+参考文档）小车具有检测里程功能，在金属探测模式，槽型光耦会检测小车车轮的圈数，以此来计算小车行走的里程，并可以通过OLED屏幕显示出来。还可以显示小车的工作模式以及小车距离前方障碍物的距离。》默认模式：默认为语音控制模式。通过语音控制。可以实现切换到避障模式、金属探测模式、语音控制模式、蓝牙遥控模式、循迹模式。》避障模式：核心板通过超声波传感器检测前方距离，驱动小车电机进行前进、后退、左右转等操作，且在小车前进时检测前方距离，若小于20cm则自动右转以达到避障目的。》金属探测模式：小车同时驱动舵机在扫描到金属时，根据金属探测模块探测到的位置，驱动舵机指针指向检测到金属方向，在金属探测模式，自动开启避障功能。》语音控制模式：小车受控于语音识别模块。距离小车较近处，呼叫“小车”，待看到LD3320语音识别模块亮2个灯时，呼叫“前进”、“后退”、“左转”、“右转”、“停止”即可对小车进行控制，特别注意：语音控制受环境噪声影响比较大，所以在小车行驶过程中，由于小车电机的噪音，是语音控制识别较困难，反应不灵敏，故应近距离大声呼叫，或者重启小车电源，进行重新语音控制。》蓝牙遥控模式：打开手机蓝牙，并打开控制小车的APP，手机连接小车的蓝牙，连接成功后，即可控制小车“前进”、“后退”、“左转”、“右转”、“停止”。并可控制小车速度。》循迹模式：在循迹模式。需要有循迹的线路才可以，用黑色的胶带在地上粘出线路出来，然后将小车放在黑线的上面，小车就会沿黑色的线条进行行走。https://www.cirmall.com/circuit/182944、蓝牙小车通过手机蓝牙遥控小车行走的软、硬件设计。手机蓝牙作为客户端,小车上的蓝牙模块HC-06作为服务端。客户端采用Eclipse开发环境,JAVA编程,服务端采用单片机控制。双方通过串口进行通信,单片机驱动直流电机控制小车行动。实验结果表明,小车可以接收手机遥控信号并灵活地进行前行、倒退、左转、右转和停止等功能。https://www.cirmall.com/circuit/151225、基于stm32电磁型自动寻迹智能小车的设计与实现（源码+电路图+论文）本设计的完整的系统主要包括STM32单片机最小系统、电机驱动电路、无线蓝牙电路、OLED显示屏电路、电压采集电路和电源转换电路组成。通过上我家APP实时给小车发送指令信号从而控制小车的运动状态，另外通过按键可以切换小车的工作模式，OLED屏实时显示小车的动态信息。本设计软件系统采用模块设计思想，采用C语言作为程序设计语言，通过KEIMDK完成程序设计，使用仿真器下载软件完成程序的烧录和在线调试。本文中设计了各个模块运行流程图和程序运行思想。在系统硬件和软件系统都完成后，经过相应的软硬件测试后，通过搭建实验平台，逐步验证系统功能。最后，经过实际试验，验证了本系统具有很好的实用性和稳定性。https://www.cirmall.com/circuit/193146、基于STM32金属探测避障蓝牙遥控小车功能说明：1、采用STM32F103RBT6单片机做主控制器；2、金属探测传感器探测下方是否有金属，检测到金属即立即停车并报警；3、搭载蓝牙模块可与安卓手机链接，使用我们专用APP软件即可操控小车；4、超声波传感器检测小车与前方障碍物距离，小于40cm则进行转向；5、手机APP可设置小车行驶速度，速度等级分为3级；https://www.cirmall.com/circuit/109017、基于STM32f401的遥控智能小车电路方案（pcb+源码）功能：总体功能：遥控发送前进后退左转右转停止命令，可调速，小车响应；两个按键默认用来控制舵机正反转；遥控功能：采集摇杆按键电池电压，屏幕上显示相关数据；无线通信；小车功能：电池电压低，蜂鸣器持续报警；超声波检测距离障碍物近，蜂鸣器持续报警；蓝牙、oled、usb功能是预留的，提供给买家实现更多功能的可能性；https://www.cirmall.com/circuit/129818、基于STM32F103C8T6的超声波避障小车（蓝牙通信）基于STM32F103C8T6最小系统的超声波避障小车，通过蓝牙HC-05向手机终端传输测量距离https://www.cirmall.com/circuit/14486

你还在担心你的键盘“怕水”吗？压电圆片式键盘为你解决你的后顾之忧，该键盘采用压电圆片作为传感器和蜂鸣器，能够检测到0.4mm厚不锈钢板上的轻微压力，既防水又防破坏。这里将为你介绍压电圆片式键盘的设计方案。传感器的部分是压电圆片，通常被用作蜂鸣器，这里选择使用Murata公司的7BB-35-3。其外直径为35mm,传感区域的直径范围约为20mm。圆片置于PCB上，PCB内含电子器件，并具有圆孔，使陶瓷材料能自由移动。本例采用了一层3mm厚的自粘型泡沫橡胶将圆片固定在PCB上。该组件需施加合理的压力夹在前板的背面。PCB布局及开孔用手指触摸外板，钢材（或其他材质）会轻微变形，小幅增加的压力通过橡胶传递至压电圆片。该压力足以产生可被微处理器检测到的电压。此时，处理器会将所有圆片当作蜂鸣器使用，并发出应答蜂鸣声。本设计实例中使用了4个按键。使用的微控制器为瑞萨科技（前身为NEC）的uPD78F0513,当然，也可以使用其他微控制器。压电圆片的较小电极连接至微控制器的ADC输入端，并通过大电阻连接至正电源。此外，其还被连接至一开始处于高阻抗状态的其他端口输入（P7）。压电圆片的其他电极（较大电极）被一起连接至几个并行的端口位（P3），而得到低阻抗值。若缺少端口又具有足够的输出电流，就无需进行这一步。这些端口开始会处于低电平。用手指按压圆片至轻微变形，则供给ADC输入端的电压降低。压电式键盘/蜂鸣器原理图启动时，P3为低，P7为高，对压电圆片快速充电，压电圆片的电容值约为30nF。在零点几微秒后，P7就会被设置为高阻抗输入。程序连续扫描ADC输入。由于圆片具有大电容，电压变化极慢，无需进行快速扫描。在特定应用中设置为每1ms进行电压测量，因此每4ms会对每个圆片检查。当输入电压受按键下压影响降至预设电压以下时，控制器会对输入进行处理，然后使用所有并联圆片作为蜂鸣器。使用0.4mm厚的钢板时，低于5V电源1.5V的阈值就足以获得很好的敏感度；若使用更厚的前板，仍有很大的裕量提高敏感度。为发出蜂鸣声，将P7设置为低阻抗输出，将P3设置为相反的极性，其将在压电圆片的谐振频率（本例采用2800Hz）下输出一个方波。蜂鸣声持续250ms，由R5限制驱动电流。蜂鸣声结束后，P3恢复为0,P7再次短暂设置为5V,以对圆片进行充电。转载自维库电子市场网。

异构多核架构即结合两种或多种不同类型的微处理器或微控制器的架构。因其能够提供更高的处理器性能、更有效的电源利用率，并且占用更少的物理空间，近来在嵌入式领域得到了大范围推广，特别是在强调整合功能性和连通性的高性能嵌入式设备方面。但是，与异构多核硬件平台的发展速度相比，相应的软件支持比较滞后。毕竟只有软硬件兼具的解决方案才能充分发挥这一架构的优势，真正实现芯片的性能、面积、功耗之间的组合。针对这一现状，Mentor推出了嵌入式软件行业首款针对异构多核SoC开发的全面解决方案，该方案可为包括Linux平台、实时操作系统（RTOS）、Android系统和裸系统应用的多操作系统设备进行设备配置、部署和系统优化。全面的异构多核嵌入式软件解决方案“异构架构可以为至少两个不同类型的用于先进嵌入式系统设计的微处理器或微控制器提供多个操作环境。该任务不易实现，因为它需要功能性和连通性的无缝整合，这样才能设计出高性能的嵌入式设备。”Mentor嵌入式软件部门（ESD）运行解决方案资深产品经理FelixBaum介绍，“下一代SoC通过异构核来扩展目前的多核同构架构，促成独特的嵌入式系统的发展。该系统的成功应用，超越了传统的对称多处理（SMP）和非对称多处理（AMP）方法。”传统的开发方式不适合异构系统，因为设计师需解决如下挑战：如何在处理器上配置和部署多个操作系统和应用程序；如何协调使用微处理器和微控制器，从而高效启动多个操作系统；如何在多核处理器或异构处理器间的独立子系统之间进行通信。这些都为设计师的工作增加了一定的难度。“Mentor的集成设计解决方案具有独特的定位，便于嵌入式开发人员在研发过程中充分利用这些复杂的异构SoC.”FelixBaum表示，“该方案涵盖了为多操作系统设备提供设备配置、部署和系统优化等功能，而所谓的多操作系统则包括Linux平台、实时操作系统（RTOS）以及裸系统应用-本地执行或基于Hypervisor执行。”Mentor异构多核系统嵌入式开发方案（图1）的新特征包括：支持Mentor嵌入式Linux、NucleusRTOS和裸系统应用的remoteproc机制，有助于整个异构SoC多核操作系统和应用程序的配置、开发、部署和管理；在不同的操作系统中大规模应用VirtIO、rpmsg和多核通信应用程序接口（MCAPI），可为分离设备子系统提供有效的处理器间通信（IPC）；拥有图像调试和性能分析工具，能够在操作系统和应用层面提供整个系统的同步视角。图1:Mentor针对异构多核嵌入式软件开发的全面解决方案。据了解，MentorEmbeddedHypervisor是针对嵌入式应用程序和智能连接设备而特别研发的占用内存小的Type1型虚拟机产品，借助这一嵌入式系统，研发人员可将应用程序集成和整合到多核处理器上，并利用ARMTrustZone技术，开发出高性能的嵌入式系统。针对OMAP5的应用德州仪器（TI）的OMAP5是典型的异构多核处理器平台（图2），它集成了2个ARMCortex-A15和2个ARMCortex-M4内核，专为驱动移动计算设备和消费产品而设计。图2:在TIOMAP5上部署异构多核系统的应用。在TIOMAP5上部署Mentor的异构多核系统的应用中，Mentor的嵌入式虚拟机覆盖了两个Cortex-A15内核，先运行虚拟机，再运行两个嵌入式Linux操作系统（一个Linux操作系统负责用户界面，另一个负责与远端的通信）。此外，一个Cortex-M4负责收集实时数据，运行Nucleus实时操作系统，这属于相对比较简单的应用，因此不需要虚拟机进行管理。而另一个M4内核可以负责电源管理或传感器管理等，在本中未进行体现。FelixBaum强调，这一系统部署非常灵活，虚拟机运行什么系统可以根据具体情况来安排。而不同核之间的通信机制有VirtIO、rpmsg（IPC）和remoteproc等，既保证了系统的高速运行，也保证了私有系统之间的保密性。在与TI的合作中，将Mentor的嵌入式软件技术与TI的多核器件相结合，创建了一个理想的生态系统，便于客户轻松开发出的产品。“目前Mentor的解决方案仅适用于基于ARM内核的异构多核嵌入式系统开发。除了处理器产品，我们同时也在积极和FPGA厂商合作，会尽快推出适用于SoCFPGA产品的解决方案。”FelixBaum说。转载自维库电子市场网。

QPSK是数字通信系统中一种常用的多进制调制方式。其调制的基本原理：对输入的二进制序列按每两位码元分为一组，用载波的四种相位表征它们。实际上QPSK信号是两路正交双边带信号。现在人们对通信的要求越来越高，高速率、大容量、以及多业务，这些对有限的频谱资源构成了大的挑战。因此，对相移键控的研究具有重要意义，因为信道条件的限制，大多数数字通信系统采用了对幅度波动不敏感的频移键控、相移键控和相应的派生调制方式。基于以上QPSK调制，本设计基于CPLD采用相位选择法来实现调制。1。QPSK调制原理QPSK信号的正弦载波有4个可能的离散相位状态，每个载波相位携带2个二进制符号（00、01、10、11），其信号表示式为图1（a）是载波初始相位为0°的QPSK信号矢量图，如上图1（b）是初始相位为45°的QPSK信号的矢量图。QPSK调制有两种产生方法：相乘电路法和相位选择法。乘法电路调制：二进制码经过串并变换器分为两个半速率双极性码，两路信号经过低通滤波，分别与相互正交的两路载波信号相乘，然后两路信号相加得到QPSK信号。相位选择法：输入二进制数据经过串/并变换输出双比特码元，四相载波产生器输出四种不同相位的载波，逻辑选相电路根据串/并变换输入的双比特码元，每个时间间隔选择其中一种相位的载波作为输出，然后经带通滤波器滤除带外干扰信号，就得到QPSK调制信号。2.本设计调制原理在设计中采用相位选择法来实现，QPSK信号有四种状态（00、01、10、11），将输入二进制序列每两位码元分为一组。方案中，用四种波形表示四种相位（图2）3.系统模块设计电路总分为6部分：部分：电源电路，为整个电路提供5V的电压；第二部分：时钟信号电路，用来产生一个4MHz的时钟；第三部分：基带信号产生电路，产生五种序列码（全0码、全1码、0\1码、7位M序列和15位M序列）；第四部分：调制电路，实现基带信号调制成抽样信号输出；第五部分：D/A转换电路，将调制模块输出的信号转换成模拟信号输出；第六部分：滤波电路，对D/A转换后的模拟信号经滤波完成模拟信号重建。3.1电源模块为电路提供5V电压的设计实现方案有多种，如采用USB提供5V电压也可以设计直流稳压电源。直流稳压电源的设计要先采用电源变压器经过整流电路然后滤波稳压这四部，设计实现起来相对复杂。设计中购买9V输出电源，将9V电源转化为5V电源。电路由一个7805芯片和2个电容组成，7805的1脚接电源电压输入，2脚接地，3脚经稳压后输出5V电压。C1、C2用来滤出纹波。3.2时钟信号模块时钟电路模块由2个反相器构成反馈，配合1个电容和2个电阻使晶振起振，来产生一个4MHz的时钟。3.3基带信号产生模块此模块的作用是产生五种基带信号（全0码、全1码、0\1码、7位M序列和15位M序列）。3.4D/A模块调制模块调制出来的信号是数字基带信号，需要经过D/A转换为模拟信号，在设计中选用DAC0832实现D/A转换。DAC0832输出的是电流，但要求输出是电压，所以电路还必须经过一个运算放大器转换成电压。3.5滤波模块滤波电路在设计中采用的是一个压控电压源低通滤波器。其截至频率为50KHz,增益为2,K=5.4.调制信号仿真调制信号的仿真结果如下：当输入0/1码时，由于寄存器y为2,所以循环输出电平为005A7FBF.FFBF7F5A仿真波形如图3所示。当输入15位M序列码时，由于寄存器y值是变化的，所以输出电平不是循环的，仿真波形如图4所示。5.结束语本次设计主要硬件模块有基带信号产生模块、调制模块、D/A转换模块和滤波模块，其中为简化设计系统设计供电模块采用了5V电池供电，基带信号产生模块和调制模块是设计中的关键点和难点，其基于CPLD设计，CPLD是一种整合性较高的逻辑逻辑元件。有高整合性的特点，故其有性能提升，可靠度增加，PCB面积减少和成本低等优点。转载自维库电子市场网。

紧迫的时间表有时会让工程师忽略除了VIN、VOUT和负载要求等以外的其他关键细节，将PCB应用的电源设计放在事后再添加。遗憾的是，后续生产PCB时，之前忽略的这些细节会成为难以诊断的问题。例如，在经过漫长的调试过程后，设计人员发现电路会随机出现故障，比如，因为开关噪声，导致随机故障的来源则很难追查。选择繁多对于特定的电源设计，可能有多种可行的解决方案。在下面的示例中，我们将介绍多种选择，例如单芯片电源与多电压轨集成电路(IC)。我们将评估成本和性能取舍。探讨低压差(LDO)稳压器与开关稳压器（一般称为降压或升压稳压器）之间的权衡考量。还将介绍混合方法（即LDO稳压器和降压稳压器的混合与匹配），包括电压输入至输出控制(VIOC)稳压器解决方案。在本文中，我们将分析开关噪声，以及在开关电源设计无法充分滤波时，PCB电路会受哪些影响。从总体设计角度来看，还需考虑成本、性能、实施和效率等因素。例如，如何根据给定的一个或多个电源实现多电源拓扑优化设计？我们将藉此深入探讨设计、IC接口技术、电压阈值电平，以及哪类稳压器噪声会影响电路。我们将分析一些基本逻辑电平，例如5V、3.3V、2.5V和1.8V晶体管-晶体管逻辑(TTL)、互补金属氧化物半导体(CMOS)，及其各自的阈值要求。本文还会提及正发射极耦合逻辑(PECL)、低压PECL(LVPECL)和电流模式逻辑(CML)等先进逻辑，但不会详细介绍。这些都是超高速接口，对于它们来说，低噪声电平非常重要。设计人员需要知道如何避免信号摆幅引起的这些问题。在电源设计中，成本和性能要求并存，所以设计人员必须仔细考虑逻辑电平和对干净电源的要求。在公差和噪声方面，通过设计实现可靠性并提供适当裕量，也可以避免生产问题。设计人员需要了解与电源设计相关的权衡考量：哪些可实现？哪些可接受？如果设计达不到要求的性能，那么设计人员必须重新审视选项和成本，以满足规格要求。例如，多轨器件（例如ADP5054）可以在保持成本高效的同时提供所需的性能优势。典型设计示例我们先来举个设计示例。图1显示将12V和3.3V输入电源作为主电源的电路板框图。主电源必须降压，以便针对PCB应用产生5V、2.5V、1.8V，甚至3.3V电压。如果外部3.3V电源能够提供足够的电源和低噪声，那么可以直接使用3.3V输入电轨，无需额外调节，以免产生额外成本。如果不能，则可以使用12V输入电轨，通过降压至PCB应用所需的3.3V来满足电源要求。图1.需要多轨电源解决方案的应用电路板概览。逻辑接口概述PCB一般使用多个电源。IC可能仅使用5V电源；或者，它可能要求多个电源，输入/输入接口使用5V和3.3V，内部逻辑使用2.5V，低功耗休眠方式使用1.8V。低功耗模式可能始终开启，用于定时器功能、管理等逻辑，或用于中断时启用唤醒模式，或者用于IRQ引脚，以启用IC功能并为其供电，也就是5V、3.3V和2.5V电源。所有这些或其中部分逻辑接口通常都在IC内部。图2显示了标准逻辑接口电平，包括各种TTL和CMOS阈值逻辑电平，以及它们可接受的输入和输出电压逻辑定义。在本文中，我们将讨论何时将输入逻辑驱动至低电平（用输入电压低(VIL)表示），何时驱动至高电平（用输入逻辑电平高VIH表示）。我们将重点分析VIL，即图2中标记为“Avoid”的阈值不确定区域。在所有情况下，必须考虑±10%的电源公差。图3显示了高速差分信号。本文将着重探讨图2所示的标准逻辑电平。图2.标准逻辑接口电平。开关噪声未经过充分滤波时，开关稳压器降压或升压电源设计可能产生几十毫伏至几百毫伏的开关噪声，尖峰可能达到400mV至600mV。所以，了解开关噪声是否会给使用的逻辑电平和接口造成问题非常重要。安全裕度为确保提供合适的安全裕度，实现可靠的PSU，一条设计经验法则是采用糟糕情况下的–10%公差。例如，对于5VTTL，0.8V的VIL变成0.72V，对于1.8VCMOS，0.63V的VIL变成0.57V，阈值电压(VTH)也相应降低（5VTTLVTH=1.35V，1.8VCMOSVTH=0.81V）。开关噪声(VNS)可能为几十毫伏到几百毫伏。此外，逻辑电路本身也会产生信号噪声(VN)，即干扰噪声。总噪声电压(VTN=VN+VNS)可能在100mV至800mV之间。将VTN添加至标称信号中，以生成总信号电压(VTSIG)：实际的总信号(VTSIG=VTSIG+VTN)会影响阈值电压(VTH)，进一步扩大了avoid区域。VTH区域内的信号电平是不确定的，在该区域内，逻辑电路可以任意随机翻转；例如，在糟糕的情形下，会错误触发逻辑1，而不是逻辑0。图3.高速差分逻辑接口电平。多轨PSU注意事项和提示通过了解接口输入和IC内部逻辑的阈值电平，我们现在知道哪些电平会触发正确的逻辑电平，哪些会（意外）触发错误的逻辑电平。问题在于：要满足这些阈值，电源的噪声性能需要达到什么水平？低压差线性稳压器噪声很低，但在高压降比下却并不一定高效。开关稳压器可以有效降压，但会产生一些噪声。高效低噪的电源系统应包含这两种电源的组合。本文着重介绍各种组合，包括在开关稳压器后接LDO稳压器的混合方法。（在需要时）化效率和化噪声的方法从图1所示的设计示例可以看出，为了充分提高5V稳压的效率并尽可能降低开关噪声，需要分接12V电路并使用降压稳压器，例如ADP2386。从标准逻辑接口电平来看，5VTTLVIL和5VCMOSVIL分别是0.8V和1.5V，仅使用开关稳压器时，也具备适当的裕度。对于这些电轨，通过使用降压拓扑可实现效率化，而开关噪声则低于采用5V（TTL和CMOS）技术时的VIL。通过使用降压稳压器（例如图4a所示的ADP2386配置），效率可以高达95%，如ADP2386的典型电路和效率曲线图所示（见图4b）。如果在此设计中使用噪声较低的LDO稳压器，从VIN到VOUT的7V压降会导致消耗大量内部功率，一般表现为产生热量和损失效率。为了以少量额外成本实现可靠设计，在降压稳压器后接LDO稳压器来产生5V电压也是一项额外优势。图4.ADP2386的(a)典型电路和(b)效率曲线图。图5.典型的ADP125应用。2.5V和1.8VCMOS的VIL分别是0.7V和0.63V。遗憾的是，此逻辑电平的安全裕度尚不足以避免开关噪声。要解决此问题，有两种方案可选。种：如果图1所示的外部3.3V电源具备足够功率且噪声极低，则分接这个外部3.3V电源，并使用线性稳压器（LDO稳压器），例如ADP125（图5）或ADP1740来获得2.5V和1.8V电源。注意，从3.3V到1.8V有1.5V压降。如果此压降会导致问题，则可以使用混合方法。第二种：如果外部3.3V电源的噪声不低，或不能提供足够功率，则分接12V电源，通过降压稳压器后接LDO稳压器来产生3.3V、2.5V和1.8V电源；混合方法如图6所示。加入LDO稳压器会稍微增加成本和板面积以及少量散热，但要实现安全裕度，有必要作出这些取舍。使用LDO稳压器会小幅降低效率，但可以通过保持VIN至VOUT的少量压降，使这种效率降幅达到：3.3V至2.5V，保持0.8V，或3.3V至1.8V，保持1.5V。可以使用带VIOC功能的稳压器尽可能提高效率和瞬变性能。VIOC可以调节上游开关稳压器的输出，从而在LDO稳压器两端保持合理的压降。带VIOC功能的稳压器包括LT3045、LT3042和LT3070-1。LT3070-1是一款5A、低噪声、可编程输出、85mV低压差线性稳压器。如果必须使用LDO稳压器，则存在散热问题，其中功耗=VDROP×I。例如，LT3070-1支持3A，稳压器两端的功率降幅（或功耗）典型值为3A×85mV=255mW。相比压差为400mV，输出电流同样为3A，功耗为1.2W的一些典型LDO稳压器，LT3070-1的功耗仅为其五分之一。或者，我们可以使用混合方法，以牺牲成本为代价来提高效率。图6中效率和性能均得到优化，其中先使用降压稳压器(ADP2386)将电压降至允许的电压，尽量提高效率，后接一个LDO稳压器(ADP1740)。图6.使用ADP2386和ADP1740组合的混合拓扑。此练习提供一个通用设计示例，用于显示一些拓扑和技术。但是，也不能忘记考虑其他因素，例如IMAX、成本、封装、压降等。也提供低噪声降压和升压稳压器选项，例如SilentSwitcherregulators，它具备极低的噪声和低EMI。例如，从性能、封装、尺寸和布局区域来看，LT8650S和LTC3310S具有成本高效特性。封装、功率、成本、效率和性能取舍量产PCB设计通常要求使用紧凑的多轨电源，以实现高功率、高效率、出色的性能和低噪声。例如，ADP5054四通道降压稳压器为FPGA等应用提供高功率(17A)单芯片多轨电源解决方案，如图7所示。整个电源解决方案约41mm×20mm大小。ADP5054本身的大小仅为7mm×7mm，可以提供17A总电流。要在紧凑空间内实现极高的功率电平，可以考虑使用ADI的?Moduleregulators，例如LTM4700，可以在15mm×22mm的封装大小内提供高达100A电流。图7.适合FPGA应用的ADP5054单芯片多轨电源解决方案。图8.ADP5054原理图。ADP5054通道1和通道2具有低端FET驱动器的可编程2A/4A/6A同步降压稳压器通道3和通道4：2.5A同步降压稳压器单一12A输出（通道1和通道2并联）单一5A输出（通道3和通道4并联）在10Hz至100kHz频率下，0.8VREF时为40μVrms宽输入电压范围：4.5V至15.5V±整个温度范围下的输出为1.5%250kHz至2MHz可调开关频率，并具有单独的?×频率选项功率调整灵活的并行操作低1/f噪声密度0.811V阈值的精密启用有源输出放电开关FPWM/PSM模式选择频率同步输入或输出通道1输出具有电源正常标记UVLO、OCP和TSD保护48引脚7mm×7mmLFCSP工作结温范围为?40°C至+125°C转载自维库电子市场网。

近几年来，在苹果公司iPhone手机的带动下，智能手机市场迅速扩大。智能手机等便携产品的一个重要特点是功能越来越多，从而支持更广泛的消费需求。但智能手机等便携产品内部用于支持不同功能的集成电路(IC)或模块的工作电压往往不同，如基带处理器和应用处理器电压一般在1.5V至1.8V之间，而现有许多外设工作电压一般为2.6至3.3V，如USIM卡、Wi-Fi模块、调频(FM)调谐器模块工作电压为2.8V，而相机模块为2.7V。图1：逻辑电平转换器应用示意图因此，智能手机等便携产品中的不同IC与外设模块之间存在输入/输出电压失配问题，要使这些器件与模块之间互相通信，需要高效的逻辑电压电平转换。所谓的逻辑电平转换器即连接不同工作电压的IC与模块或印制电路板(PCB)，提供系统集成解决方案。传统逻辑电平转换方法及其优缺点表1：传统逻辑电平转换方法及优缺点由于晶体管-晶体管逻辑(TTL)和互补金属氧化物半导体(CMOS)是逻辑电路中的标准电平，因传统逻辑电平转换方法中，TTL-CMOS输入转换很常见。这种转换方法简单，成本低，主要用于低电平至高电平转换，也能用于转换高电平至低电平。这种转换方法也存在一些缺点。其它传统逻辑电平转换方法还有过压容限(OVT)电压转换、漏极开路(OD)/有源下拉转换和分立I2C转换等，各有其优缺点，参见表1。双电源逻辑电平转换及应用逻辑电平转换中会消耗功率。例如，在低至高电平转换中，为了输出高逻辑电平，输入电压(Vin)低于VCC，电源电流变化(ΔICC)始终较高，因此功耗也较高。为了解决高功耗的问题，可以采用双电源电压(VCCA及VCCB)逻辑电平转换器，在逻辑电源电压(VL)等于Vin时，ΔICC就为0，从而降低功耗。常见双电源逻辑电平转换包括单向转换、带方向控制引脚的双向转换、自动感测双向转换(推挽型输出)及用于漏极开路应用(如I2C)的自动感测双向转换等，结构示意图如图2所示。图2：几种双电源逻辑电平转换器的结构示意图在这些双电源逻辑电平转换方法中，单向逻辑电平转换的原理就是在输出启用(OutputEnable，)为低电平时，提供A点至B点转换;而在输出启用为高电平时，A、B之间呈现高阻态(Hi-Z)，通常当作电阻无穷大来处理，相当于没有接通。常见的双电源单向逻辑电平转换器有如安森美半导体的NLSV1T34AMX1TCG、NLSV2T244MUTAG、NLSV4T3234FCT1G、NLSV8T244MUTAG、NLSV22T244MUTAG等。这些双电源单向逻辑电平转换器的应用包括通用输入输出(GPIO)端口、串行外设接口(SPI)端口和通用串行总线(USB)端口等。带方向控制引脚的双向逻辑电平转换器的工作原理是：引脚和方向控制(DIRection，T/)引脚均为低电平时，提供B点至A点转换;引脚为低电平、T/引脚为高电平时，提供A点至B点转换;而在引脚为高电平时，A点至B点方向和B点至A点方向均处于高阻态，相当于没有接通。安森美半导体即将推出带方向控制引脚的双向逻辑电平转换器。这类转换器的常见应用是以字节(byte)访问的存储器及I/O器件。自动感测双向逻辑电平转换器(推挽型输出)的工作原理是：启用(EN)引脚为低电平时，转换器处于待机状态;EN引脚为高电平、I/O电平不变时，转换器处于稳态;EN引脚为高电平、I/O电平变化时，转换器检测到变化，并产生脉冲，I/O藉P沟道MOSFET(PMOS)上拉至更快。典型的自动感测方向双向逻辑电平转换器(推挽型输出)有如安森美半导体的NLSX3012MUTAG、NLSX3013FCT1G、NLSX3013BFCT1G、NLSX4014MUTAG和NLSX3018MUTAG等。这类转换器的常见应用包括通用异步收发器(UART)、USB端口、4线SPI端口和3线SPI端口等。用于漏极开路应用(如I2C)的自动感测双向逻辑电平转换器同样包含3个状态：EN引脚为高电平、NMOS导通时，处于工作状态，输入端I/O电平下拉至地，即输入低电平;EN引脚为高电平、NMOS处于高阻态时，处于工作状态，输出端I/O电平上拉至VCC，即输入高电平;EN引脚为低电平时，转换器处于待机状态。典型的用于漏极开路应用(如I2C)的自动感测双向逻辑电平转换器有如安森美半导体的NLSX4373MUTAG、NLSX4348FCT1G和NSLX4378BFCT1G等。这类转换器的常见应用包括I2C总线、用户识别模块(SIM)卡、单线(1-Wire)总线、显示模块、安全数字输入输出(SDIO)卡等。上述几种双电源逻辑电平转换器中，不带方向控制引脚的自动感测转换器和带方向控制引脚的转换器各有其优劣势。自动感测转换器的优势主要体现在将微控制器的I/O线路减至少，是用于异步通信的简单方案，劣势则是成本高于及带宽低于带方向控制引脚的转换器。带方向控制引脚的转换器优势是作为大宗商品元件，成本低，是用于存储器映射I/O的简单方案，劣势则是微控制器引脚数量多。而在不带方向控制引脚的自动感测转换器中，也有集成方案(如NLSX3373)与分立方案(如NTZD3154N)之区别。集成方案NLSX3373为单颗IC，估计占用的印制电路板(PCB)空间仅为2.6mm2;分立方案NTZD3154N采用双MOSFET及4颗01005封装(即0402)的电阻，估计占用的PCB总空间为3.3mm2。集成方案提供低功率待机模式，而分立方案则不提供高阻抗/待机模式。这两种不同方案的低压工作特性、带宽及电路特性也各不相同。转载自维库电子市场网。

在电路设计当中，开关电源掌控着开关管的开通和关断的时间比率，在电路中发挥着基础但是又不可取代的作用。正因为非常重要，所以开关电源的测试也变得异常重要。本篇文章就将为大家介绍一种简单轻松的开关电源测试方法。该方案比较试合输入为AC220V功率输出5W到500W之间、无PFC电路的开关电源供应的简单检测。电路原理图需要用到的材料：交流调压器0-300VAC2KW、功率计、电子负载、示波器、60W白炽灯和灯座各一只、脚踏开关两只和电源线材。工作原理：连接被测产品，调压器调节到被测产品的输入电压值，当合上K1时电流由灯泡流向被测产品，此时如果被测产品有过流可能，灯泡上的电压降增大会使灯泡发光，经实验在输入AC220V时负载功耗不大于25W时灯泡亮度肉眼看不见的。正常的产品空载一般都在3W到5W之间。空载正常的产品如果需要加上负载测试只需合上K2让灯泡失去工作。通过经验的累积，我们发现开关电源开关元件损坏原因一般是过流伴有爆炸现象，因过压损坏的可能很小。配合上单片机对空载功率、被测产品输出的电压、纹波检测后去合上K2并控制电子负载的加载开关，已加载的被测产品直接通电测试（K1开关三次）合格提示。单片机功能：AD1如同功率计（用磁环取样）个值是空载值，二个值是加上负载值。AD2被测产品输出的电压值，个值是空载值，二个值是加上负载值。控制的开关有K1、K2,加负载开关K一只（电平指示：空载灯0加负载1）。仅仅掌握了理论和实践并不意味着完全掌握了一门技术。能够掌握检查错误的方法才是对知识熟悉的证明。希望大家在阅读过本篇文章后能够对自己设计的开关电源进行检测，从而验证知识的掌握程度。转载自维库电子市场网。

工业类电池管理增长迅速，许多应用都会用到多节电池，为了对电池性能进行监控，就需要用到智能电池解决方案。日前，德州仪器（TI）针对这一应用市场推出了首批可扩展多节电池监控器bq76920、bq76930和bq76940，其不仅可大幅提升电池组的安全性，而且还可缩短12V~48V锂离子电池及LiFePO4电池的设计时间，并能满足电动自行车、电动工具、医疗设备以及能源存储系统等应用的需求。德州仪器高性能模拟半导体产品部电池管理产品市场及应用经理文司华博士介绍说，该系列产品是TI首批可扩展电池监控器，面向的是多节电池组的应用。bq76920、bq76930和bq76940分别针对3~5节、6~10节、9~15节串联电池应用设计，可以在恶劣的充电条件和工作条件下限度地保证电池组的安全运行。在应用方面，文司华指出，助踩式电动车（pedelec）在欧洲一些地方并不划归到电动车行列，而是划归到人力车当中。只要pedelec速度达到25km/h，其电动机就会停止。在爬坡和顶风骑车时车主可能会感觉吃力，这时它就能起到助力的效果。这类产品就广泛应用了电池管理技术。在电力系统的发输变配各个环节，都可以有不同级别的储能电站（ESS）系统（将风能、太阳能等辅助能源存储在电池组里）并网至电网。ESS很多情况下都是集装箱的形式，内部包含电池、电池控制、热管理等。同时，它可以方便地移动至其他地区。另外，电动叉车是由电池供电，其在起重、载重时要求放电速率要很大。电动工具的应用场景越来越大，产品形态也越来越多。工业应用需要多种类型的电池，从应用上分，涵盖了LEV（助踩式）、UPS和ESS、电动工具、设备（叉车）以及医疗设备。在电池组尺寸上，电池有单节、2至4节、5至16节以及大于16节之分。有的电池会更侧重在宽泛的温度范围（-40℃~125℃）内安全工作，有的电池则会侧重在更长的使用寿命、快速放电、低频次放电或超过100V的工作电压等场景。从化学成分上分，又包括锂离子、LiFePO4、PbA铅酸、NiMH和NiCd、超级电容等。典型的智能电池架构如图1所示，该电池包可以进行供电以及通信。BMS（电池管理系统）MCU可以写入算法，提供智能化操作。从板级面积、成本控制以及一致性等考虑，电压测量（电量均衡）、温度测量、电流测量以及充电开关和放电开关的驱动都需要进行集成，即多节电池组的模拟前端（AFE），而bq76920、bq76930和bq76940正是这样的产品。图1：典型的智能电池架构。智能电池需要做到安全、测量（、全面测量电池状况）、容量指示、健康指示（除电压、电流外，还需要知道电池的使用寿命有多久）、电量均衡（多节电池串联长期使用未做监控可能出现单节电池极性反转，锂电池不允许出现此类情况）、黑盒取证（电池失效返修提供十次所出现问题的保修证据）、选择性连接/断开（极度的工作条件下通过算法断开与外部的连接）以及自适应性（根据不同的应用场景做算法优化）。该系列产品内置ADC（14位ADC可测量电压和温度，16位“库仑计数器”ADC可追踪流过的电荷）与硬件保护功能。LDO（2.5V/3.3V可选）、电池均衡、MOSFET驱动等特性的集成能够使板级空间锐减30%。一体化通用数字接口I2C能够简化设计。此外，该系列可以和电量计/微控制器bq78xxx（还未量产，2014年下半年上市）搭配使用（图2）。作为AFE产品，锂离子监控器集成了所有参量的测量部分，再加上与TI标配的bq78xxx预编程配套微控制器结合使用，便形成了完整的turnkey解决方案。同时，bq78xxx提供了高灵活性、基于闪存的CEDV测量技术，几乎可以替换任何微控制器。以往，单节电量计只能监控一节电池，并且需要复杂的运放前端将电池电压降下来，而bq78xxx则可以通过bq769xx去监控每一节电池。图2：电池监控器bq76940与电量计/微控制器bq78xxx搭配使用。转载自维库电子市场网。

导读：RFID（RadioFrequencyIdentification）是一种无线射频识别技术，它是自动识别技术的一种。使用专用的RFID读写器及专门的可附着于目标物的RFID标签，利用频率信号将信息由标签传送至读写器。相比传统的条码、磁卡等自动识别技术，RFID技术在诸多方面都有显著优势，如环境适应能力、工作距离、保密性、及其智能化等。另外，它对多个高速运动的物体也可同时识别。RFID技术正在迅速成熟，许多国家都将它作为一项重要产业予以积极推动。就目前来看，中国无源超高频发展还处于初级阶段，亟待突破技术，不仅需要完善商业模式更需要创新，要想无源超高频市场发展，必须有效地解决问题。本文为射频通信系统的实现提供了一种可行的解决方案。1系统整体设计本文选用的是C8051F310微控制器和FM1702SL读写芯片。C8051F310具有10位转换速率可达200ksps的ADC，高速8051微控制器内核，29/25个端口I/O等特点；非接触式读卡芯片FM1702SL是基于ISO14443标准的，可满足的加密算法有很多种，支持13.56MHz下的非接触通信协议TYPEA。读写器将要发射的信息编码后加载在13.56MHz的射频载波上，通过天线向外发送，并形成一个稳定的电磁场，为RFID标签提供能量。当RFID电子标签进入读写器的工作区时，卡内天线接收此信号和能量，标签被激活。标签芯片对此信号做出判断，如为有效信令，则从存储器中读取有关信息，并通过卡内天线发射出去。天线收到此信号，FM1702SL内部接收器对信号进行检测和解调并根据寄存器的设定进行处理，之后送至主机系统。主机系统判断出该标签是否合法，做出相应处理，随后发出指令到读写器。2系统硬件设计2.1整体电路设计外部电源为220V交流电，通过开关电源将其稳压在5V，给电路板供电。由于C8051F310单片机的供电电压为2.7V~3.6V，射频读写芯片FM1702SL的供电电压为3V~5V，所以用一片AMS1117稳压器，将电压稳定在3.3V供电。RS232通过SP3232实现电平转换，与C8051F310相连接，C8051F310单片机通过SPI口与FM1702SL相连接，进而对读写芯片进行控制。FM1702SL再与天线相连接实现信号的发送与接收。总之，该系统主要由电源模块、串口通讯模块、MCU模块、FM1702SL接口模块和天线匹配电路模块组成。2.2FM1702SL电路设计FM1702SL是高集成度的芯片，其外围电路需要几个退耦电容和一个晶振以及一个0Ω电阻即可。本系统采用PCB天线设计，FM1702SL电路如图1所示。图1FM1702SL电路3系统软件设计首先对C8051F310和FM1702SL初始化，然后执行检测命令进行寻卡，如果有卡进入，判断信令是否有效，如为有效信令就进行防冲突机制，选择卡片，再进行，通过之后进行读卡、写卡、停止等操作，依此循环。部分程序的子函数如下：charPcdRequest(unsignedcharreq_code,unsignedchar*pTagType)//防冲撞//input:g_cSNR=存放序列号(4byte)的内存单元首地址//output:status=MI_OK:成功//得到的序列号放入指定单元charPcdAnticoll(unsignedchar*pSnr)//选定一张卡4结束语本文使用C8051F310和FM1702SL实现了射频通信系统的软硬件设计，论述了主要电路的设计原理，介绍了部分程序的设计。本文射频读写器的设计具有实际意义。射频识别技术也是物联网的研究内容之一，本文的研究对物联网研究也有着重要的指导意义。转载自维库电子市场网。