视频处理是目前多媒体领域最热门的技术，主要分为视频编解码和目标信息识别两大类。前者为了节省视频数据的传输带宽，主要依靠传统的信息论理论，目前已经比较成熟;后者则为了提取用户信息，是人工智能、计算机以及信息论等多门学科研究成果的交集，目前还处于快速发展阶段。1、FPGA视频图像处理开发板视频输入：CVBS、数字摄像头（并口）视频输出：HDMI、VGA、RGB屏CPU：EP4CE15F17C8MCU：：STM32F407VET6方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/31202、第一手官方资料——黑金开发板AX301-FPGA视频图像开发必备（所有的学习例程+SCH+PCB+用户手册）该款FPGA开发平台黑金开发板AX301进行简单的功能介绍：此款开发板使用的是ALERA公司的CYCLONEIV系列FPGA，型号为EP4CE6F17C8，256个引脚的FBGA封装。根据ALTERA官方的数据，CYCLONEIV相对CYCLONEIII来说，功耗减少25%。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/57793、FPGA彩色图像转灰度图像算法，附源码将彩色图像转化为灰度的方法有两种，一个是令RGB三个分量的数值相等，输出后便可以得到灰度图像，另一种是转化为YCbCr格式，将Y分量提取出来，YCbCr格式中的Y分量表示的是图像的亮度和浓度所以只输出Y分量，得到的图像就是灰度图像了。我在这里选择第二种方法实现。使用Xilinxzynq开发板。YCBCr是通过有序的三元组来表示的，三元由Y（Luminance）、Cb（Chrominance-Blue）和Cr（Chrominance-Red）组成，其中Y表示颜色的明亮度和浓度，而Cb和Cr则分别表示颜色的蓝色浓度偏移量和红色浓度偏移量。人的肉眼对由YCbCr色彩空间编码的视频中的Y分量更敏感，而Cb和Cr的微小变化不会引起视觉上的不同，根据该原理，通过对Cb和Cr进行子采样来减小图像的数据量，使得图像对存储需求和传输带宽的要求大大降低，从而达到在完成图像压缩的同时也保证了视觉上几乎没有损失的效果，进而使得图像的传输速度更快，存储更加方便。我们要的到灰度图像，首先要将采集到的彩色图像转化为YCbCr。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/71174、基于FPGA的图像处理与字符动态显示平台：FPGA，最好是cycloneIV及其以上的平台要求：需要有VGA的驱动芯片和接口平台：FPGA，最好是cycloneIV及其以上的平台要求：需要有VGA的驱动芯片和接口，具体可参考这个链接功能简介：1、动态字符显示；2、三原色图像的显示；3、GRB转灰度图并显示4、图像边沿轮廓提取附件说明：1、电路原理图可使用开发板，也可上面的链接；2、代码打开平台，QuartusII13.1以上，工程文件在dev文件夹下以qpf为后缀的文件；3、若有疑问可通过联系作者获得帮助；4、包含两个小工具一个是取模软件、另一个是图像rgb值获取器，关于如何使用这两个软件可联系作者功能简介：1、动态字符显示；2、三原色图像的显示；3、GRB转灰度图并显示4、图像边沿轮廓提取附件说明：1、电路原理图可使用开发板，也可上面的链接；2、代码打开平台，QuartusII13.1以上，工程文件在dev文件夹下以qpf为后缀的文件；3、若有疑问可通过联系作者获得帮助；4、包含两个小工具一个是取模软件、另一个是图像rgb值获取器，关于如何使用这两个软件可联系作者方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/26995、图像处理算法-FPGA中值滤波算法，附源码在实时图像采集中，不可避免的会引入噪声，尤其是干扰噪声和椒盐噪声，噪声的存在严重影响边缘检测的效果，中值滤波是一种基于排序统计理论的非线性平滑计数，能有效平滑噪声，且能有效保护图像的边缘信息，所以被广泛用于数字图像处理的边缘提取，其基本原理是把数字图像或数字序列中的一点的值用该点邻域内所有点的中值来代替。中值滤波对脉冲噪声有良好的滤除作用，特别是在滤除噪声的同时，能够保护信号的边缘，使之不被模糊。这些优良特性是线性滤波方法所不具有的。此外，中值滤波的算法比较简单，也易于用硬件实现。所以，中值滤波方法一经提出后，便在数字信号处理领得到重要的应用。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/72746、FPGA_VerilogHDLnios核的5路UART设计（有视频教程）VerilogHDLnios核的5路UART设计（有视频教程）主要是使用VerilogHDL，nios用的是C语言内核定制了5路UART串口，每路串口的波特率都不一样。串口0:115200串口1:76800串口2:38400串口3:9600串口4:4800所有串口的功能都是一样的，接收到数据后回传具体操作可以连接电脑，打开串口调试助手，选择对应的波特率，电脑串口调试助手发送任何数据或者中英文字符串，会立即在接收区接受到发送的数据。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/163687、【毕业设计】基于AlteraFPGA的视频采集系统(整个硬件工程文件+驱动源码+相关文档等)该核心板采用AlteraFPGAEp4ce6e22c8n芯片，板上有核心板必要的基础电路，集成SDRAM，VGA接口，SD卡槽，可将照片数据，视频数据实时存储。本工程还附带全套开发电路，PCB。还附带全套驱动程序，纯Verilog实现。板子亲测可用。在视频监控，人脸识别，机器人的视觉系统等领域均需要图象采集部分，多媒体通信、高清晰度电视以及图像处理、模式识别和计算机视觉等众多领域都对视频图像的采集与处理提出了越来越高的要求。显然视频图像采集技术的研究具有重要的意义。本次设计通过FPGA驱动摄像头OV7670采集动态图像数据，然后在SDRAM里进行数据缓存，图像数据经过FPGA进一步处理后，然后驱动VGA接口将图像实时显示出来。（1）硬件电路板的制作；（2）摄像头OV7670的驱动；（3）SDRAM控制器的创建；（4）FIFO的创建；（5）图像数据的处理；（6）VGA的驱动。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/57408、单片机STM32F407+XC6SLX9FPGA视频采集显示接口板AD版原理图+PCB文件AltiumDesigner设计的项目工程文件，包括原理图及PCB印制板图，可以用AltiumDesigner(AD)软件打开或修改，都已经制板在实际项目中使用，可作为你产品设计的参考。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/10509来源：电路城

3D打印通常是采用数字技术材料打印机来实现的。常在模具制造、工业设计等领域被用于制造模型，后逐渐用于一些产品的直接制造，已经有使用这种技术打印而成的零部件。3D打印机给电子发烧友提供了更多的便捷和可能，拥有一台3D打印机是DIY爱好者的梦想，下面8个方案帮你实现梦想。1、低成本3D打印机，教你打造一个桌面3D打印机听说最近3D打印机很火，虽然用3D打印机很久了，但一直想自己动手再造一台，意图在于更深度全方位的了解3D打印！所以这次就果断从一台迷你的桌面打印机造起吧~https://www.cirmall.com/circuit/36082、史上最便宜3D打印机kossel8003D打印机（组装说明/教程/源代码/固件/主板说明）kossel是3D打印大家族中最便宜的一款，你只需要800元就可以自己DIY一个。kossel是由国外3D打印社区Reprap发起的一款3D打印机性价比非常高具有速度快、静音、三臂并联结构、扩展性强、便宜的特点。图纸啥的都有，只是用到ArduinoMega2560电路板和ramps1.4扩展板。https://www.cirmall.com/circuit/29963、makerrebot高精度3D模型打印机(控制硬件+代码+打印机软件)下载makterrebot双喷头3D高精度打印机图纸，包含外壳，机械结构，控制部分原理图资料，打印机软件。机身外壳有，木质压合板外壳AutCAD图纸，亚克力AutoCAD图纸。成品图一般我们都采用黑色或者茶色亚克力塑料板做。机械部分整个结构都是soildworks画出来的，每个零件都在，可供机械设计学习只用，学习人家的设计手法。电路图部分，步进电机驱动模块sch，加热板sch、喷头控制sch、主控制器sch，大家看好以上均为pdf格式存在。软件部分，包含控制板程序，还有打印机软件。导入设计模型即可打印出来成品。https://www.cirmall.com/circuit/20194、MakerBot型3D打印机资料本人亲自收集的资料，小白也能做出，每一步都有详细的介绍与解释，简单，易懂，易入门，轻松上手。包含stl格式打印塑料架，清单，固件等。（详细看图）除制作打印机必备资料之外，还有固件介绍（可根据固件介绍自定义定做打印机大小），还有打印机成后期打印教程。内容非常详细。https://www.cirmall.com/circuit/97805、TMC26603D打印机驱动板TMC2660步进电机驱动板，集成5路电机控制，最大电流4A，采用多通道设计。https://www.cirmall.com/circuit/150936、RepRap_Prusai33D打印机全套资料自己制作了一个RepRap_Prusai33D打印机，打印精度良好。采用T8丝杆，G2同步带，MK8挤出机，MK3热床，包含12V15A开关电源，采购件淘宝价格仅350元（含运费），非标件找人打印的话大概60元。全网超低价格。组装起来也不困难。将制作过程简单写了一个教程，搞电子的，有一台打印机非常方便。咸鱼上有图纸卖，但图纸离实物还是有很大距离的，我的已经自己制作成功了3D打印机，将原设计中不和里的结构已经进行过修改，大家可以放心使用。https://www.cirmall.com/circuit/138727、RUMBA3d打印机主控板原理图pcb和marlin固件3D打印机主控板介绍：采用与ArduinoMEGA相同的CPU，Atmega2560作为主控芯片5个温度传感器接口输入；带有LCD拓展接口，可以连接中文LCD屏及SD拓展板，实现脱机打印；支持6个A498816细分步进驱动板双路电源设计，有效避免相互影响(强烈建议使用12V电源）热床部分支持11A电流，12V其它部分电路，5A，12V为了降低MegaController板子上的大电流产生的高温，建议增加12V散热风扇。包括RUMBA原理图，pcb，用户手册，marlin固件，bootloader及烧录教程https://www.cirmall.com/circuit/37268、corexy型3D打印机DIY制作资料包含Corexyi3组装视频，3D打印浮雕断电续打CuraSimplifi3D打印机维护视频教程除制作打印机必备资料之外，还有固件介绍（可根据固件介绍自定义定做打印机大小），还有打印机成后期打印教程。内容非常详细。https://www.cirmall.com/circuit/9783

随着电力电子技术的发展，开关电源模块因其相对体积小、效率高、工作可靠等优点开始取代传统整流电源而被广泛应用到社会的各个领域。但由于开关电源工作频率高，内部产生很快的电流、电压变化，即dv/dt和di/dt，导致开关电源模块将产生较强的谐波干扰和尖峰干扰，并通过传导、辐射和串扰等耦合途径影响自身电路及其它电子系统的正常工作，当然其本身也会受到其它电子设备电磁干扰的影响。这就是所讨论的电磁兼容性问题，也是关于开关电源电磁兼容的电磁骚扰EMD与电磁敏感度EMS设计问题。由于国家开始对部分电子产品强制实行3C，因此一个电子设备能否满足电磁兼容标准，将关系到这一产品能否在市场上销售，所以进行开关电源的电磁兼容性研究显得非常重要。电磁兼容学是一门综合性学科，它涉及的理论包括数学、电磁场理论、天线与电波传播、电路理论、信号分析、通讯理论、材料科学、生物医学等。进行开关电源的电磁兼容性设计时，首先进行一个系统设计，明确以下几点：1.明确系统要满足的电磁兼容标准；2.确定系统内的关键电路部分，包括强干扰源电路、高度敏感电路；3.明确电源设备工作环境中的电磁干扰源及敏感设备；4.确定对电源设备所要采取的电磁兼容性措施。一、DC/DC变换器内部噪声干扰源分析1．二极管的反向恢复引起噪声干扰在开关电源中常使用工频整流二极管、高频整流二极管、续流二极管等，由于这些二极管都工作在开关状态，如图所示，在二极管由阻断状态到导通工作过程中，将产生一个很高的电压尖峰VFP；在二极管由导通状态到阻断工作过程中，存在一个反向恢复时间trr，在反向恢复过程中，由于二极管封装电感及引线电感的存在，将产生一个反向电压尖峰VRP，由于少子的存储与复合效应，会产生瞬变的反向恢复电流IRP，这种快速的电流、电压突变是电磁干扰产生的根源。2．开关管开关动作时产生电磁干扰在正激式、推挽式、桥式变换器中，流过开关管的电流波形在阻性负载时近似矩形波，含有丰富的高频成分，这些高频谐波会产生很强的电磁干扰，在反激变换器中，流过开关管的电流波形在阻性负载时近似三角波，高次谐波成分相对较少。开关管在开通时，由于开关时间很短以及逆变回路中引线电感的存在，将产生很大的dV/dt突变和很高的尖峰电压，在开关管的关断时，由于关断时间很短，将产生很大的di/dt突变和很高的电流尖峰，这些电流、电压突变将产生很强的电磁干扰。3．电感、变压器等磁性元件引起的电磁干扰在开关电源中存在输入滤波电感、功率变压器、隔离变压器、输出滤波电感等磁性元件，隔离变压器初次级之间存在寄生电容，高频干扰信号通过寄生电容耦合到次边；功率变压器由于绕制工艺等原因，原次边耦合不理想而存在漏感，漏电感将产生电磁辐射干扰，另外功率变压器线圈绕组流过高频脉冲电流，在周围形成高频电磁场；电感线圈中流过脉动电流会产生电磁场辐射，而且在负载突切时，会形成电压尖峰，同时当它工作在饱和状态时，将会产生电流突变，这些都会引起电磁干扰；4．控制电路中周期性的高频脉冲信号如振荡器产生的高频脉冲信号等将产生高频高次谐波，对周围电路产生电磁干扰。5．此外电路中还会有地环路干扰、公共阻抗耦合干扰，以及控制电源噪声干扰等。6．开关电源中的布线设计非常重要，不合理布线将使电磁干扰通过线线之间的耦合电容和分布互感串扰或辐射到邻近导线上，从而影响其它电路的正常工作。7．热辐射产生的电磁干扰，热辐射是以电磁波的形式进行热交换，这种电磁干扰影响其它电子元器件或电路的正常稳定工作。二、外界的电磁干扰对于某一电子设备，外界对其产生影响的电磁干扰包括：电网中的谐波干扰、雷电、太阳噪声、静电放电，以及周围的高频发射设备引起的干扰。三、电磁干扰的后果电磁干扰将造成传输信号畸变，影响设备的正常工作。对于雷电、静电放电等高能量的电磁干扰，严重时会损坏设备。而对于某些设备，电磁辐射会引起重要信息的泄漏。四、开关电源的电磁兼容设计了解了开关电源内部及外部电磁干扰源后，我们还应知道，形成电磁干扰机理的三要素是还有传播途径和受扰设备。因此开关电源的电磁兼容设计主要从以下三个方面入手：1、减小干扰源的电磁干扰能量；2、切断干扰传播途径；3、提高受扰设备的抗干扰能力。正确了解和把握开关电源的电磁干扰源及其产生机理和干扰传播途径，对于采取何种抗干扰措施以使设备满足电磁兼容要求非常重要。由于干扰源有开关电源内部产生的干扰源和外部的干扰源，而且可以说干扰源无法消除，受扰设备也总是存在，因此可以说电磁兼容问题总是存在。下面以隔离式DC/DC变换器为例，讨论开关电源的电磁兼容性设计：1．DC/DC变换器输入滤波电路的设计如图所示，FV1为瞬态电压抑制二极管，RV1为压敏电阻，都具有很强的瞬变浪涌电流的吸收能力，能很好的保护后级元件或电路免遭浪涌电压的破坏。Z1为直流EMI滤波器，必须良好接地，接地线要短，直接安装在金属外壳上，还要保证其输入、输出线之间的屏蔽隔离，才能有效的切断传导干扰沿输入线的传播和辐射干扰沿空间的传播。L1、C1组成低通滤波电路，当L1电感值较大时，还需增加如图所示的V1和R1元件，形成续流回路吸收L1断开时释放的电场能，否则L1产生的电压尖峰就会形成电磁干扰，电感L1所使用的磁芯为闭合磁芯，带气隙的开环磁芯的漏磁场会形成电磁干扰，C1的容量较大为好，这样可以减小输入线上的纹波电压，从而减小输入导线周围形成的电磁场。2．高频逆变电路的电磁兼容设计如图所示，C2、C3、V2、V3组成的半桥逆变电路，V2、V3为IGBT、MOSFET等开关元件，在V2、V3开通和关断时，由于开关时间很快以及引线电感、变压器漏感的存在，回路会产生较高的di/dt、dv/dt突变，从而形成电磁干扰，为此在变压器原边两端增加R4、C4构成的吸收回路，或在V2、V3两端分别并联电容器C5、C6，并缩短引线，减小ab、cd、gh、ef的引线电感。在设计中，C4、C5、C6一般采用低感电容，电容器容量的大小取决于引线电感量、回路中电流值以及允许的过冲电压值的大小，LI2/2=C△V2/2公式求得C的大小，其中L为回路电感，I为回路电流，△V为过冲电压值。为减小△V，就必须减小回路引线电感值，为此在设计时常使用一种叫“多层低感复合母排”的装置，由我所申请的该种母排装置能将回路电感降低到足够小，达10nH级，从而达到减小高频逆变回路电磁干扰的目的。开关管电流、电压波形比较图从电磁兼容性设计角度考虑，应尽量降低开关管V2、V3的开关频率，从而降低di/dt、dv/dt值。另外使用ZCS或ZVS软开关变换技术能有效降低高频逆变回路的电磁干扰。在大电流或高电压下的快速开关动作是产生电磁噪声的根本，因此尽可能选用产生电磁噪声小的电路拓扑，如在同等条件下双管正激拓扑比单管正激拓扑产生电磁噪声要小，全桥电路比半桥电路产生电磁噪声要小。如图所示增加吸收电路后开关管上的电流、电压波形与没有吸收回路时的波形比较。3．高频变压器的电磁兼容设计在高频变压器T1的设计时，尽量选用电磁屏蔽性较好的磁芯材料。如图所示，C7、C8为匝间耦合电路，C11为绕组间耦合电容，在变压器绕制时，尽量减小分布电容C11，以减小变压器原边的高频干扰耦合到次边绕组。另外为进一步减小电磁干扰，可在原、次边绕组间增加一个屏蔽层，屏蔽层良好接地，这样变压器原、次边绕组对屏蔽层间就形成耦合电容C9、C10，高频干扰电流就通过C9、C10流到大地。由于变压器是一个发热元件，较差的散热条件必然导致变压器温度升高，从而形成热辐射，热辐射是以电磁波形式对外传播，因此变压器必须有很好的散热条件。通常将高频变压器封装在一个铝壳盒内，铝盒还可安装在铝散热器上，并灌注电子硅胶，这样变压器即可形成较好的电磁屏蔽，还可保证有较好的散热效果，减小电磁辐射。4．输出整流电路电磁兼容设计如图所示为输出半波整流电路，V6为整流二极管，V7为续流二极管，由于V6、V7工作于高频开关状态，因此输出整流电路的电磁干扰源主要是V6和V7，R5、C12和R6、C13分别连接成V6、V7的吸收电路，用于吸收其开关动作时产生的电压尖峰，并以热的形式在R5、R6上消耗。减少整流二极管的数量就可减小电磁干扰的能量，因此同等条件下，采用半波整流电路比采用全波整流和全桥整流产生的电磁干扰要小。为减小二极管的电磁干扰，必须选用具有软恢复特性的、反向恢复电流小、反向恢复时间短的二极管器件。从理论上讲，肖特基势垒二极管（SBD）是多数载流子导流，不存在少子的存储与复合效应，因而也就不会有反向电压尖峰干扰，但实际上对于较高反向工作电压的肖特基二极管，随着电子势垒厚度的增加，反向恢复电流会增大，也会产生电磁噪声。因此在输出电压较低的情况下选用肖特基二极管作直流二极管产生的电磁干扰会比选用其它二极管器件要小。5．输出直流滤波电路的电磁兼容设计输出直流滤波电路主要用于切断电磁传导干扰沿导线向输出负载端传播，减小电磁干扰在导线周围的电磁辐射。如图所示，L2、C17、C18组成的LC滤波电路，能减小输出电流、电压纹波的大小，从而减小通过辐射传播的电磁干扰，滤波电容C17、C18尽量采用多个电容并联，减小等效串联电阻，从而减小纹波电压，输出电感L2值尽量大，减小输出纹波电流的大小，另外电感L2使用不开气隙的闭环磁芯，不是饱和电感。在设计时，我们要记住，导线上有电流、电压的变化，在导线周围就有变化的电磁场，电磁场就会沿空间传播形成电磁辐射。C19用于滤除导线上的共模干扰，尽量选用低感电容，且接线要短，C20、C21、C22、C23用于滤除输出线上的差模干扰，宜选用低感的三端电容，且接地线要短，接地可靠。Z3为直流EMI滤波器，根据情况使用或不使用，是采用单级还是多级滤波器，但要求Z3直接安装在金属机箱上，滤波器输入、输出线能屏蔽隔离。6．接触器、继电器等其它开关器件电磁兼容设计继电器、接触器、风机等在掉电后，其线圈将产生较大的电压尖峰，从而产生电磁干扰，为此在直流线圈两端反并联一个二极管或RC吸收电路，在交流线圈两端并联一个压敏电阻用于吸收线圈掉电后产生的电压尖峰。同时要注意如果接触器线圈电源与辅助电源的输入电源为同一个电源，之间通过一个EMI滤波器。继电器触头动作时也将产生电磁干扰，因此要在触头两端增加RC吸收回路。7．开关电源箱体结构的电磁兼容设计材料选择：没有“磁绝缘”材料，电磁屏蔽是利用“磁短路”的原理，来切断电磁干扰在设备内部与外界空气中的传播路径。在进行开关电源的箱体结构设计时，要充分考虑对电磁干扰的屏蔽效能，对于屏蔽材料的选择原则是，当干扰电磁场的频率较高时，选用高电导率的金属材料，屏蔽效果较好；当干扰电磁波的频率较低时，要采用高导磁率的金属材料，屏蔽效果较好；在某些场合下，如果要求对高频和低频电磁场都具有良好的屏蔽效果时，往往采用高电导率和高导磁率的金属材料组成多层屏蔽体。孔洞、缝隙、搭接处理方法：采用电磁屏蔽方法无需重新设计电路，便可达到很好的电磁兼容效果。理想的电磁屏蔽体是一个无缝隙、无孔洞、无透入的导电连续体，低阻抗的金属密封体，但是一个完全密封的屏蔽体是没有实用价值的，因为在开关电源设备中，有输入、输出线过孔、散热通风孔等孔洞，以及箱体结构部件之间的搭接缝隙，如果不采取措施将会产生电磁泄漏，使箱体的屏蔽效能降低、甚至完全丧失。因此在开关电源箱体设计时，金属板之间的搭接采用焊接，无法焊接时要使用电磁密封垫或其它的屏蔽材料，箱体上的开孔要小于要屏蔽的电磁波的波长的1/2，否则屏蔽效果将大大降低；对于通风孔，在屏蔽要求不高时可以使用穿孔金属板或金属化丝网，在要求既要屏蔽效能高，又要通风效果好时选用截至波导管等方法，提高屏蔽体的屏蔽效能。如果箱体的屏蔽效能仍无法满足要求时，可以在箱体上喷涂屏蔽漆。除了对开关电源整个箱体的屏蔽之外，还可以对电源设备内部的元件、部件等干扰源或敏感设备进行局部屏蔽。在进行箱体结构设计时，针对设备上所有会受到静电放电试验的部分，设计出一条低阻抗的电流泄放路径，箱体必须有可靠的接地措施，并且要保证接地线的载流能力，同时将敏感电路或元件远离这些泄放回路，或对其采用电场屏蔽措施。对于结构件的表面处理，一般主要电镀银、锌、镍、铬、锡，这需要从导电性能、电化学反应、成本及电磁兼容性等多方面考虑后做出选择。8．元器件布局与布线中的电磁兼容设计对于开关电源设备内部元器件的布局必须整体考虑电磁兼容性的要求，设备内部的干扰源会通过辐射和串扰等途径影响其它元件或部件的工作，研究表明，在离干扰源一定距离时，干扰源的能量将大大衰减，因此合理的布局有利于减小电磁干扰的影响。EMI输入输出滤波器安装在金属机箱的入口处，并保证其输入线与输出线电磁环境的屏蔽隔离。敏感电路或元件要远离发热源。对于开关电源产品，我们一般须遵守以下布线原则：8.1主电路输入线与输出线分开走线。8.2EMI滤波器输入线与输出线分开走线。8.3主电路线与控制信号线分开走线。8.4高压脉冲信号线分开单独走线。8.5分开布线的原则是避免平行走线，可以垂直交叉，线束之间距离在20mm以上。8.6电缆不要贴着金属外壳和散热器走线，保证一定距离。8.7双绞线、同轴电缆及带状电缆在EMC设计中的使用双绞线、同轴电缆都能有效的抑制电磁干扰。在脉冲信号传输线路中常使用双绞线，控制辅助电源线和传感器信号线用双绞屏蔽线。因为双绞线两根线之间有很小的回路面积，而且双绞线的每两个相邻的回路上感应出的电流具有大小相等、方向相反，产生的磁场相互抵消，这样就可以减小因辐射引起的差模干扰，不过双绞线绞合的圈数为偶数，且每单位波长所绞合的圈数愈多，消除耦合的效果愈好。使用时注意双绞线和同轴电缆两端不能同时接地，只能单端接地，而对屏蔽线，屏蔽层两端接地能既能屏蔽电场还能屏蔽磁场，单端接地只能屏蔽电场。使用同轴电缆时还要注意，其屏蔽层必须完全包覆信号线接地，即接头与电缆屏蔽层必须3600搭接，才能有效屏蔽电磁场，如图4所示，信号线裸露部分仍可以与外界形成互容耦合，降低屏蔽效能。带状电缆适合于短距离的信号传输，我们知道为了降低差模信号的电磁辐射，必须减小信号线和信号回流线所形成的回路面积，因此在设计带状电缆布局时，将信号线与接地线间隔排列。如图3所示，其中S为信号线，G为信号地线。9．元器件的选择热传播的方式有传导、对流和辐射，热辐射是以电磁波的形式向空中传播的，热传导也会向周围其它元件传导热量，这些都会影响其它元器件或电路的正常工作，因此从元器件热设计方面考虑要尽量留有较大余量，以降低元器件的温升及器件表面的温度，除元器件对温升有特殊要求外，一般开关电源要求内部元件温度小于90℃，内部环境温度不超过65℃，以减小热辐射干扰。对数字集成电路，从电磁兼容性角度看应多选用高噪声容限的CMOS器件代替低噪声容限的TTL器件。尽量使用低速、窄带元件和电路。选用分布电感较小的SMP元件，选用高频特性好、等效串联电感低的陶瓷介质电容器、高频无感电容器、三端电容器和穿心电容器等作滤波电容。10．控制电路及PCB的电磁兼容设计信号地是指信号电流流回信号源的一条低阻抗路径。在设计中往往由于接地方法不恰当而产生地环路干扰和公共阻抗耦合干扰。因此要合理选用接地方式，接地的方式有单点接地、多点接地和混合接地。地环路干扰：常发生在通过较长电缆连接，地相距较远的设备之间。原因是由于地环路电流的存在，使两个设备的地电位不同。通常用光电耦合器或隔离变压器进行“地”隔离，消除地环路干扰。由于隔离变压器绕组之间寄生电容较大，即使采取屏蔽措施的隔离变压器通常也只用于1MHZ以下的信号隔离，超过1MHZ时多采用光电耦合器隔离。公共阻抗耦合：当两个电路的地电流流过一个公共阻抗时，就会发生公共阻抗耦合。由于地线是信号回流线，一个电路的工作状态必然会影响地线电压，当两个电路共用一段地线时，地线的电压就会同时受到两个电路工作状态的影响。可见无论是地环路干扰还是公共阻抗耦合问题都是由于地线阻抗引起的，因此在设计时一定要考虑尽量降低地线阻抗与感抗。如何减小控制电源噪声：电源线上有电流突变，就会产生噪声电压。在靠近芯片的位置增加解耦电容，能有效减小噪声。如果是高频电流负载，则采用多个同容量的高频电容和无感电容并联能获得更好的效果。注意电容容量并非越大越好，主要根据其谐振频率、提供脉冲电流频率来选择。印制板合理的布置地线将能有效的减小印制板的辐射以及提高其抗辐射干扰能力，请注意布置地线网络：在双面板的两面布置多的平行地线。对于一些关键信号（如脉冲信号和对外界较敏感的电平信号）的地线的布置必须尽量缩小引线长度，减小信号的回流面积。如果是双面板，地线和信号线可以在印制板两面并联平行走线。若是多层线路板，且既有数字地又有模拟地，则数字地和模拟地必须布置在同一层，减小它们之间的耦合干扰。在实际电路中常发生公共阻抗耦合，因此要根据实际情况选择正确的接地方式。11．其它方法11.1IGBT，MOSFET等开关元件的驱动脉冲信号增加一个-5V～-10V的负电平，提高驱动信号的抗干扰能力。或驱动信号采用光纤传输技术，光纤适宜于远距离传输，具有抗干扰能力强的特点。11.2通过软件的编程技术，提高开关电源的抗干扰能力，为了防止电平信号中的毛刺，引起软件的误判断及误动作，可以通过多次采样等数字滤波方法来滤除干扰信号。五、结语本文详细分析了隔离式DC/DC变换器存在的电磁干扰源及其产生机理，并详细介绍了针对其主电路和控制电路的电磁兼容设计方法，这些方法对其它电子产品的电磁兼容设计具有一定的指导作用。来源：维库电子市场网

欧洲在2014年年中左右启用了计算机能效标准。想要在欧盟销售其产品的计算机制造商现在必须要能满足的能效水平。新的环保设计指令（EcodesignDirective）实施措施（ImplementingMeasure，IM），编号617/2013，包括了桌面计算机和整合式桌面计算机、笔记本电脑（包括平板电脑）、瘦客户机（thinclient）、工作站、与计算机和小型服务器。IM的测试方法和总能耗（TotalEnergyConsumption，TEC）度量指标是在美国环境保护局（EPA）所制定的规范的基础上所进一步发展的，并包括在他们2009年第5版能源之星Computerprogram要求中。TEC的度量解决了计算机在没有实际使用时（即关机（off）、休眠（sleep）或闲置模式（idlemode））所浪费的能源的量。按照CPU内核的数量和千兆位组（gigabyte）系统内存的数量，计算机被分为几种不同的类别。再根据类别，再指定其基本的TEC限制，范围在133千瓦时/年到211千瓦时/年之间。在基础的TEC量之上还可再加额外的能源容许量，如下列用来计算所消耗允许能量的方程式1所示：方程式1：能耗计算ETEC_MAX=TECBASE+TECMEMORY+TECGRAPHICS+TECAV其中：◇TECBASE、TECMEMORY、TECGRAPHICS、TECTORAGES、及TECAV是基于标准中规定的附加功能之能量加法器（energyadder）。计算机在非活动模式下的实际功率消耗以方程式2来计算：方程式2：年度的TEC计算ETEC=(8760/1000)*{(POFF*TOFF)+(PSLEEP*TSLEEP)+(PIDLE*TIDLE)}其中：◇POFF=在关闭模式下所测得的耗电量（W）◇PSLEEP=在休眠模式下所测得的耗电量（W）◇PIDLE=在空闲模式下所测得的耗电量（W）◇TOFF、TSLEEP、及TIDLE是模式的权重（modeweighting），如标准中所规定的。TOFF=0.55；TSLEEP=0.05；而PIDLE=0.4。为了遵守IM，从方程式（2）所获得的TEC结果必须小于使用方程式1计算的值。除了上述的TEC要求之外，还必须满足下列的要求：◇内部电源性能：在50％的输出功率情况下，能效要≧85％；在20％和100％的输出功率情况下，转换效率要≧82％。它还必须有一个≧0.9的功率因子（输出功率>75瓦）。外部电源必须符合现行的生态设计要求。◇的关机模式下之功耗≦0.5瓦◇桌面计算机休眠模式下的功耗≦5瓦；笔记本电脑的则为≦3瓦欧洲并不是试图降低计算机功耗的区域。美国环保局的第6版自愿性能源之星Computerprogram要求，已在自2014年7月生效。它继续沿用TEC的方法，但也做了些修改，包括扩大计算机类别、区别短期和长期闲置模式的差异，并鼓励使用更高效率的电源供应。近的修改还将平板计算机和可携式的多合一计算机包括进来。来源：维库电子市场网

TMS320C6701(以下简称C6701)是一款浮点运算DSP，适用于需要大量运算且实时性要求高的场合，如导航解算等。在浮点DSP芯片中，C6701是一款可应用于恶劣环境并具有高可靠性的产品，因此该型DSP芯片虽然推出较早，却依然在某些领域具有重要应用价值。DSP应用程序需脱离开发系统独立工作，在实时DSP应用系统中，通常将应用程序存储在外部非易失性存储器(如FLASH、EEPROM、PROM等)中。系统上电后，DSP将外部程序存储器的程序代码加载到可高速存取的RAM中，加载完成后自动跳转到零地址开始运行。因此DSP程序烧写及自动加载是实时DSP系统设计的重要部分。本文采用的烧写方法不需要格式转换到外部辅助设备，同时DSP程序不再进行二次加载，简化了烧写及程序自动加载的过程。1加载方案及电路设计1.1外围电路设计C6701有三种加载模式：不加载(NoBoot)、ROM加载(RomBoot)、主机加载(HostBoot)。这三种加载模式由C6701的BOOTMODE[4：0]引脚电平设定，由这5个引脚的设置共同决定使用何种存储空间映射模式。在恶劣环境及高可靠应用场合中，可使用不加载方式，也可使用程序从ROM中加载到DSP片外高可靠RAM存储器中的运行方式。FLASH、EEPROM、PROM等程序存储芯片多为8位或16位，在高可靠应用环境中8位比较常见。本文中设置BOOTMODE[4：0]为01010B，即程序由外部8位程序存储器加载到外部32位SRAM中，LENDIAN引脚接高电平。外部程序存储器选用FLASH芯片AM29LV160，32位SRAM芯片选用ACT—S512K32V。FLASH和SRAM芯片与C6701的硬件连接如图1和图2所示。1.2加载方案设计在BOOTMODE[4：0]为01010B的设置下，程序由外部8位程序存储器加载到外部32位SRAM中。C6701具体加载过程为：DMA按默认时序从CE1地址(0x01000000)复制64KB到零起始地址外部SRAM芯片中，加载完成后，从零地址处开始执行。C6701加载过程与C6713稍有不同，C6713只复制1KB到零起始地址。64KB应用程序可以满足部分应用需求，本例中应用程序小于64KB，C6701的DMA自动加载即可满足要求。当应用程序大于64KB时，开发人员需要在前64KB中编写将DSP应用程序从外部ROM搬移到指定存储空间的二级引导程序，详细过程可参考文献。2DSP应用程序设计一个C语言工程通常包括.c文件、.cmd文件、.asm文件、.h文件和.lib文件。其中.cmd文件既是内存定位文件，又是链接器命令文件，在链接过程中起着重要作用。链接时，链接器把所有目标文件中的同名段合并，并按链接器命令文件给各段分配地址。中断向量表决定加载完成后的C语言程序入口，通常中断向量表用.asm文件实现。.cmd文件和中断向量表的编写是决定DSP程序加载成功与否的关键和难点。2.1.cmd文件设计.cmd文件的作用是实现应用程序和数据在DSP映射存储空间中的定位，存储空间的分配与硬件设计密切相关。本文BOOTMODE[4：0]为01010B，即存储空间为MAP0映射模式，由CE0片选的RAM空间起始地址为0x00000000，由CE1片选的FLASH空间起始地址为0x01000000，用户程序小于64KB。.cmd文件如下：2.2中断向量表设计本文中断向量表如下：上电或复位完成后，DMA按默认时序从CE1地址复制64KB到零起始地址处，加载完成后，DSP从零地址开始执行。本文中断向量表从程序空间0地址开始存放，每个中断向量8个字节，总计大小为0x200字节。加载完成后程序从0地址开始执行，直接跳转到DSP主程序入口～c_int00处。3烧写程序设计应用程序编写完成后，需要将程序烧写到程序存储器中。程序烧写主要有以下几种方法：①采用通用烧写器进行烧写;②使用CCS中自带FlashBurn工具烧写;③用户自己编写烧写程序，由DSP将加载到片上的应用程序烧写到程序存储器中。使用通用烧写器烧写时，需要程序存储器为可插拔的，这样给设计带来不便。FlashBurn支持的存储器种类有限，对于使用国产存储器芯片的场合不一定合适，另外FlashBurn不能识别目标文件，需要将目标文件转换为二进制文件后才可烧写。采用用户自己编写烧写程序的方法较为灵活。具体方法为：单独建立一个烧写工程文件，烧写时，先把应用程序工程编译生成的目标文件加载到目标DSP电路的RAM中，再把烧写工程文件生成的目标文件加载到目标DSP电路RAM的另一个地址空间中，运行main函数后执行烧写程序直到烧写完成。这种烧写方法可以避免两次加载可能造成的覆盖，防止第二次加载时修改次加载的内容。3.1烧写程序的.cmd文件和中断向量表设计烧写程序的.cmd文件与用户应用程序的.cmd文件相同，但程序地址分配空间须严格区分开来。本文将用户程序地址空间安排在从0开始的0xB400空间内，烧写程序安排在从0xC000开始的0x3400空间内。烧写程序.cmd文件地址空间分配如下：MEMORY{VECS：o=0000C000hl=00000400hPMEM：o=0000C400hl=00003000h}如果需要优化程序空间，可以通过编译生成的.map文件得到用户程序和烧写程序实际占用的空间，通过修改，.cmd文件进一步优化。烧写程序没有中断，可以只保留_c_int00，简单起见，也可以采用与应用程序完全相同的中断向量表。3.2烧写程序设计在设计烧写程序前，需要充分了解程序存储芯片的操作过程。本文使用的FLASH芯片AM29LV160的操作码，有写操作、读操作、芯片擦除、块擦除、锁定等十余种操作。FLASH芯片在写操作前需要先进行擦除操作。烧写程序如下：烧写程序设计和烧写操作中有以下几点需要注意：①烧写时，一定要先把应用程序目标文件加载到RAM中，再把烧写程序目标文件加载到RAM中，然后运行main函数执行烧写。②程序中FLASH_ADDRS为自动加载前程序存储的FLASH芯片地址，本文为0X01000000;RAM_ADDRS为加载后程序存储的地址，本文为外部SRAM芯片地址0x00000000。③进行FLASH芯片操作前需对EMIF进行初始化，程序中my_EmifCog为7个32位二进制数组成的数组，分别配置GBLCTL、CECTL0、CECTL1、CECTL2、CECTL3、SDCTL和SDTIM这7个控制寄存器。本文中CE0接外部32位SRAM芯片，CE2接8位FLASH芯片，分别设置CECTL0为0xFFFF3F23、CECTL1为0xFFFF3F03，其他控制寄存器需要根据应用情况来确定。④FLASH芯片可整片擦除，也可块擦除，需擦除完成后才能对FLASH芯片进行写操作。FLASH芯片擦除时间较长，需要在擦除子程序后设置断点，等待擦除完成(可以CCS中查看0x01000000起始的FLASH空间全为0xFF为参考)后，再进行程序烧写操作。⑤程序中PRO_LEN为用户程序长度，为用户应用程序，.cmd文件设置中断向量、程序等分配的总长度，本文为0xB400。⑥程序加载到的外部SRAM为32位，FLASH芯片为8位，LENDIAN为高电平。烧写程序从SRAM中读取的程序为32位，32位数据需要按照从低到高的顺序烧写到8位FLASH芯片中。结语实际工程应用验证了上述烧写及自动加载方法的可行性。本文所述的加载过程比二次加载节省了DSP系统启动时间，但因加载过程中FLASH芯片读写等待时间为默认设置，用户不能更改，程序加载时间仍达120ms，在某些看门狗时间较短的应用中需要特别考虑。本文的程序烧写方法还可以推广应用于其他的DSP系统中。来源：维库电子市场网

机载视频图形显示系统主要实现2D图形的绘制，构成各种飞行参数画面，同时叠加实时的外景视频。由于FPGA具有强大逻辑资源、丰富IP核等优点，基于FPGA的嵌入式系统架构是机载视频图形显示系统理想的架构选择。视频处理和图形生成需要存储海量数据，FPGA内部的存储资源无法满足存储需求，因此需要配置外部存储器。与DDR2SDRAM相比，DDR3SDRAM带宽更好高、传输速率更快且更省电，能够满足吞吐量大、功耗低的需求，因此选择DDR3SDRAM作为机载视频图形显示系统的外部存储器。本文以Kintex-7系列XC7K410TFPGA芯片和两片MT41J128M16DDR3SDRAM芯片为硬件平台，设计并实现了基于FPGA的视频图形显示系统的DDR3多端口存储管理。1总体架构设计机载视频图形显示系统中，为了实现多端口对DDR3的读写访问，设计的DDR3存储管理系统如图1所示。主要包括DDR3存储器控制模块、DDR3用户接口仲裁控制模块和帧地址控制模块。DDR3存储器控制模块采用MIG(MemoryInterfaceGenerator)方案，通过用户接口建立FPGA内部控制逻辑到DDR3的连接，用户不需要管理DDR3初始化、寄存器配置等复杂的控制逻辑，只需要控制用户接口的读写操作。DDR3用户接口仲裁控制模块将每一个数据读写请求设置成中断，借鉴中断处理思想来进行仲裁控制，从而解决数据存储的冲突。帧地址控制模块控制帧地址的切换。为了提高并行处理的速度，简化数据读写冲突，将图形数据和视频数据分别存储在不同的DDR3中。2DDR3存储器控制模块设计MIG生成的DDR3控制器的逻辑框图如图2所示，只需要通过用户接口信号就能完成DDR3读写操作，大大简化了DDR3的设计复杂度。2.1DDR3控制模块用户接口写操作设计DDR3存储器控制模块用户接口写操作有两套系统，一套是地址系统，一套是数据系统。用户接口写操作信号说明如表1所示。地址系统的内容是app_addr和app_cmd，两者对齐绑定，app_cmd为000时为写命令，当app_rdy（DDR3控制）和app_en（用户控制）同时拉高时，将app_addr和app_cmd写到相应FIFO中。数据系统的内容是app_wdf_data，它在app_wdf_rdy（DDR3控制）和app_wdf_wren（用户控制）同时拉高时，将写数据存到写FIFO。为了简化设计，本文设计的用户接口写操作时序如图3所示，使两套系统在时序上完全对齐。2.2DDR3控制模块用户接口读操作设计用户接口读操作也分为地址系统和数据系统。用户接口读操作信号说明如表2所示。地址系统与写操作相同，在时钟上升沿且app_rdy为高电平时，用户端口同时发出读命令（app_cmd=001）和读地址，并将app_en拉高，将读命令和地址写到FIFO中。对于数据系统，当app_rd_data_valid有效，则读数据有效，读回的数据顺序与地址/控制总线请求命令的顺序相同。读操作地址系统和数据系统一般是不对齐的，因为地址系统发送到DDR3后，DDR3需要一定的反应时间，读操作时序如图4所示。3DDR3用户接口仲裁控制模块设计每片DDR3只有一组控制、地址和数据总线，因此同一时刻只能有一个设备在访问。常见的总线切换方式有两种：一种是轮询机制，软件实现简单，但实时性不高；一种是仲裁机制，设备发送中断请求，从而进行总线切换。由于视频图形显示系统对实时性要求高，因此选择仲裁机制。DDR3用户接口仲裁控制框图如图5所示。为了提高并行速度，将图形和视频分别进行中断处理。将设备中断请求解析成多个子请求，进行优先级判断，每个子请求对应一个中断处理逻辑。3.1视频处理写请求中断处理器设计由于视频处理写请求不涉及到图形中断处理，所以对应一个子请求：视频处理写子请求。视频处理模块将采集到的视频经过缩放、旋转等操作后存储在缓存区中，当缓存区满时发送视频处理模块写请求。视频处理写中断处理主要是从视频处理模块的缓存区中将地址和数据取出，写入到视频存储DDR3中。视频处理写请求中断处理流程图如图6所示。当视频处理模块写请求信号有效时，生成子中断请求信号，若总线空闲则响应该中断。当命令接收就绪(app_rdy=1)且数据接收就绪(app_wdf_rdy=1)时，从视频处理缓存区中读取地址和数据，同时发送写命令、写地址和写数据。若缓存区为空，说明全部写完，视频处理写中断结束。3.2叠加输出读请求中断处理器设计叠加输出模块需要从DDR3中将待输出的图形数据和视频数据存储到行缓存中，因此分为两个子请求：视频输出读请求和图形输出读请求。由于两者分别在图形中断处理和视频中断处理中完成，因此可以同时进行。视频输出读中断处理主要从视频存储DDR3中读取1行视频数据写入到叠加输出模块的视频缓存区中，流程图如图7所示。本系统中突发长度为BL=8，即每个用户时钟周期对应接收同一行地址中相邻的8个存储单元的连续数据。输出视频分辨率为cols×rows，则地址系统需要发送cols/8个突发读命令。数据系统接收读数据时，若读数据有效(app_rd_data_valid=1)，则将读到的数据存储到叠加输出模块的视频缓存区中，同时读数据个数加1。当读数据个数为cols/8时，所有读命令对应的读数据全部接收，视频输出读中断处理结束。图形输出读中断处理包含两个步骤：从图形存储DDR3中读取1行图形数据写到叠加输出模块的图形缓存区中；将刚刚搬移数据到图形缓存区的DDR3存储空间清零。前者与视频输出读中断的处理过程类似。图形数据写入DDR3时只写入有图形的位置，而不是全屏扫描，如果不进行清屏操作会导致下一帧图形画面上残留上一帧的图形数据。清屏操作指图形输出后将DDR3中对应地址的存储空间全部写入数值0，从而将当前图形数据清除。3.3图形生成写请求中断处理器设计图形生成是接收CPU的图形命令并进行光栅化，将结果先存储在直接结果缓存区和插值结果缓存区中，从而存入到DDR3中。当一帧图形全部绘制完成后发送图形生成模块写请求。图形生成写请求分为三个子请求：直接结果写中断请求、插值背景读中断请求、插值结果写中断请求。直接结果缓存区存放直接输出的与背景颜色无关的像素值数据；插值结果缓存区存放需要读回对应位置的背景视频进行插值修正的像素点的数据。插值结果写到DDR3时，首先从视频存储DDR3中读出需要修正的像素点对应位置的视频像素值作为背景，然后用流水线处理实现插值修正，将修正结果写到图形存储DDR3中。为了提高读写速度，图形中断处理器中先进行直接结果写中断处理；同时视频中断处理器中进行插值背景视频读中断处理。同时完成后再进行插值结果写中断处理。流程与图6和图7相似。4帧地址控制模块设计帧地址控制模块主要是将DDR3空间进行划分，同时控制帧地址的切换。为了简化设计，将存储器划分为若干块，每块存储一帧数据，在用户仲裁控制模块读写缓存区时只生成帧内地址，帧地址的切换由帧读写控制模块实现，帧内地址结合帧地址组合成对应DDR3的内部地址值。DDR3的帧地址划分如图8所示。图形的读写和DVI视频的读写不涉及帧速率的转换，因此图形存储DDR3中的第0~1帧和视频存储DDR3中的第3~4帧地址控制方式相同，都是其中一帧用于将生成数据写入到DDR3中，另一帧用于读出数据叠加输出，两帧交替使用，通过乒乓操作来实现图形数据的存储与读取。视频存储DDR3中，第0~2帧（又称A空间、B空间和C空间）用于PAL视频处理后输入帧及视频输出帧。由于PAL视频帧速率为25Hz，而终输出DVI的帧速率为60Hz，因此需要实现帧速率转换。常见的帧速率转换算法[8]包括：帧复制法、帧平均法、运动补偿法等，由于机载系统对实时性要求比较高，因此选用帧复制法。设置三个帧存储空间，其中一帧用于读出，一帧用于写入，还有一帧空闲，分别称作输入帧、输出帧和空闲帧。用三者的切换来实现帧速率的转换，确保输出帧相对于当前输入帧的延迟，即当前输出帧输出的是写满的帧。当写入的帧存储空间已经写满，而读存储空间还没读完，将下一帧的图像数据写到当前空闲的帧存储空间。图9为PAL输入帧和输出帧读写控制流程图。以A空间为输出帧，B空间为输入帧，C空间为空闲帧为例。若A空间读完，B空间写满，则将B空间变成输出帧并输出，将C空间变成输入帧并继续输入；若A空间还没有读完，B空间已经写满，则将下一帧数据写入到C空间，并继续从A空间输出。

1引言信息技术的发展早已渗透到国民经济的各个领域，而雷达技术自问世以来就已经在军事领域发挥着举足轻重的作用。为适应人造地球卫星及弹道导弹的观测要求，有源相控阵雷达技术获得了飞速发展。T/R组件波束控制电路是有源相控阵雷达上的关键元器件。波束控制电路一般为定制专用芯片，不同的波控电路差异较大，但是其主要的工作原理及内部结构大致相同。由于具有专用性，波束控制电路的测试比较麻烦。本文分析了波束控制电路的主要内部结构，找出电路测试中的难点，提出一种解决方案，并给出设计原理与结构，为该类电路的测试提供了一种简化的思路。2波束控制电路原理及测试难点波束控制电路中大多是专用电路，但是其主要原理及内部结构大致相同，主要包括串并转换、故障检测、控制信号三部分。串并转换实现将多位串行数据转换成并行数据，经驱动输出，后接组件移相器、衰减器。因用户需求不同，串行数据位数也有较大差异，有26位，也有50位，甚至更高位数。故障检测主要用于实现奇偶效验、并串转换输出，有些波控电路还具有一些模拟检测功能，如欠压保护。控制信号部分主要是一些逻辑功能信号，用于组件控制信号。因此，波束控制电路可以说是集时序逻辑和组合逻辑于一体的数字模拟集成电路。图1和图2分别示出一种波束控制电路的工作原理及时序，其内部结构包括上述三个部分。可以看出，波束控制电路的测试难点有以下几个方面:1)输入信号较多，而且输入信号之间有着严格的时序关系，这是数字电路的特点；2)输出信号较多，其中有正电源输出，也有负电源输出，而且波控输出负电平电压与很多大型测试设备接口不兼容；3)逻辑组合关系较复杂，测试时需要大量的向量存储空间；4)自检信号的测试不太好处理。3测试方案图3所示为本文提出的测试解决方案。要解决波控电路输入信号多且输入信号之间有着严格的时序关系这一问题，可选用可编程器件(如FPGA，CPLD)来产生需要的信号。由于在测试波控电路时需要严格控制输入高、低电平电压，因此，在测试筛选时，去掉那些因工艺制造过程造成的输入翻转电平有缺陷的电路，可编程器件输出不能直接传输给被测器件，需要加电平转换驱动电路，才能满足波控电路输入测试要求。波束控制电路中重要的参数就是功能测试的结果。由于输出通道较多，逻辑关系比较复杂，测试向量较多，测试时无法穷举所有逻辑关系，在实际测试时，常常选用部分真值表作为功能判断依据。表1为一个常见的波控电路真值表，这种表格形式便于测试判断。显然，对于这种逻辑关系的判断，的方式是采用现场可编程器件。可编程器件具有较多的IO资源，而且内部有一定的储存空间，还可以进行逻辑运算，提高测试效率。一般来说，波束控制电路输出与可编程器件之间不兼容，不能直接连接，因此需要选择一种方式解决电平不兼容的问题。有两种比较简单的方式:一种是采用电阻网络，另一种是采用电平转换接口芯片。这两种方式各有优缺点:电阻网络结构简单，成本低，但是灵活性差；电平转换接口芯片相对复杂一些，成本也相应较高，但是设计灵活。本文推荐采用第二种方法，因为波束控制芯片输出模式很可能会有很多种，比如0~-5V输出，或0~5V输出，或两者皆有。利用比较器实现电平转换是比较好的选择。至于时间参数及一些静态参数的判断，可以通过GPIB程控示波器和数字万用表直接进行测试，从而保证参数的测试。4设计实例实验中，预设输入信号通道16位，频率范围为0~40MHz，输入电平范围为-5~8V可调，输出信号通道64位可选，这些能满足大部分常规波控电路的测试要求。4.1驱动电路驱动电路选用Intersil公司的EL7457，该电路驱动能力可达到2A，4路输入4路输出，频率可达到40MHz，输出高电平范围为-2~16.5V，输出低电平范围为-5~8V，完全满足常规波控电路输入要求。驱动电路原理如图4所示，其中，R1~R4是串接的小电阻，用于减小输出波形过冲，L和H为设置的输出高、低电平值，这样设计的好处是输入高、低电平可调，且不影响输入时序。4.2比较器比较器选用Maxim公司推出的一款高速、低压差比较器MAX901，可以双电源供电，也可以单电源供电，输出电压可以根据用户要求进行设置。电路外围设计如图5所示。CHV为比较电压设置，CH1~CH4为被测器件输出端口，FCH1~FCH4为FPGA接收端口。通过设置MAX901比较电压，可以测试器件不同电压输出时的逻辑功能。D1~D4的作用是指示，方便调试。4.3可编程部分可编程器件选用Xilinx的一款低端产品XC3S50AN，这是因为测试中仅利用丰富的IO资源和向量存储，没有太高的要求，选用低端产品就足够了。图6所示为JTAG的配置，用于FPGA程序。电源模块电路原理如图7所示，只需两种电源，内核为1.2V，辅助电压及端口电压设置成3.3V。时序仿真可以采用两个可编程器件，一个用于数据发送及开关控制，另一个用于数据接收及功能判断。图8所示为数据发送FPGA的仿真波形，S为FPGA输出开关控制信号；delay_sn，delay_clk，delay_clr三个信号为开关控制输入信号，实现将串行数据并行输出；P为FPGA输出给被测器件的信号，由dutin_r，dutin_s，dutin_clk，dutin_clr，IN控制输入。可以看出，用FPGA产生时序是比较理想的选择。图9所示为数据接收FPGA仿真波形。CH接收存储被测器件逻辑值，datain，dataclk，address用于设置理想逻辑值。PASS，FAIL为输出状态指示。4.4测试结果图10所示为按本文方案制作的波控电路测试系统照片。左上图为两个FPGA，一个用于数据发送，一个用于数据接收判断；右上图为系统电源模块，下图为系统组合。该系统可实现16位以内输入，64位以内输出的常规波束控制电路的全参数测试。表2列出一款32位T/R组件波束控制电路实测结果。其中，比较器的比较电平设置为4.8V和0.2V，因此，输出高电平≥4.8V，低电平≤0.2V。5结论波束控制电路专用性强，输入输出接口较多，时序严格，逻辑功能复杂，其测试较为复杂。本文提出一种测试方案。该方案简单，易于实现，充分利用FPGA丰富的IO资源及可编程特点，很好地解决了波束控制电路测试中的难点。同时，该方法易于实现常规波控电路测试系统的通用性，仅仅需要定义好测试系统转接部分的输入接口，以及编写不同的发送和接收程序，便可实现常规波控电路的通用性。来源：维库电子市场网

1引言噪声系数是微波产品研制和生产过程中的一项主要测量参数，是表征接收机及其组成部件在有热噪声存在的情况下处理微弱信号能力的关键参数之一，噪声系数的计量测试更是噪声计量测试的重要内容。在工程上定义噪声因子(F)为若线性两端口网络具有确定的输入端和输出端，且输入端源阻抗处于290。K(室温)时，网络输入端信号噪声功率比与网络输出端信号噪声功率比的比值。其中，Si为输入信号功率，Ni为输入噪声功率，So为输出信号功率，No为输出噪声功率，G为两端口网络增益，Na为两端口网络本身的噪声功率。它明确地表明了由于网络产生噪声，使网络输入端信噪比经过该网络传输后信噪比恶化的倍数，也就是传输网络对其输出端总噪声功率贡献的大小。噪声系数(NF)为噪声因子的对数表达形式，定义如下：可重复的、高的噪声系数测量方法是非常重要的，本文讨论其中三种典型方法：噪声测试仪法、增益法和Y系数法，并通过实验验证Y系数法的准确度。2噪声测试仪法使用噪声测试仪是测量噪声系数直接方法，在大多数情况下也是准确的。工程师可在特定的频率范围内测量噪声系数。噪声测试仪能够同时显示增益和噪声系数来帮助测量。噪声测试仪的测试原理图如图1所示。噪声测试仪测试噪声系数的是Y系数法。首先，噪声测试仪本身是一台接收机，可以用来测试输人的噪声功率；其次噪声测试仪需要控制一个噪声源的加电和不加电状态，对被测件(DUT)进行测试。噪声系数测试仪，如AV3984噪声系数分析仪，产生28VDC脉冲信号驱动噪声源(AV16604)，该噪声源产生噪声驱动DUT．由于分析仪已知噪声源的输入噪声和信噪比，DUT的噪声系数可以在内部计算和在屏幕上显示。使用噪声系数测试仪是测量噪声系数的直接方法。测量人员可在特定的频率范围内测量噪声系数，通常噪声分析仪在超低的噪声测量中准确度更高一些，当测量很高的噪声系数时，测量结果会不准确。3增益法目前噪声系数的测量主要使用专用的噪声系数测试仪，但当不具备这种专用设备或者所要求测试频率范围不在其范围时，可以采用频谱分析仪测量噪声系数，即增益法，该方法对于频率在所用频谱仪频率范围内的被测件都能进行测量。基于噪声系数的定义可以得到一个测量公式：式(3)中，Pout是已测的噪声功率谱密度，-174dBm/Hz是290°K(室温)时环境噪声的功率谱密度，BW是感兴趣的频率带宽，Gain是系统的增益。式(3)中每个变量均为对数，为简化公式，我们可以直接测量输出噪声功率谱密度(dBm/Hz)，这时式(3)变为：以接收机为例，测试原理如图2所示。用信号源和频谱仪测量出接收机的增益(在接收机能够接收的电平范围都可以，如果感兴趣的是接近接收机小信号时的噪声系数，可以选择接近灵敏度电平，比如小于-100dBm的信号强度)；为获得稳定和准确的噪声密度读数，选择的分辨带宽(RBW)与视频带宽(VBW)，使频谱仪上的基底噪声看起来比较干净。视频带宽越小，频谱仪上显示的基底噪声越小，Pout读数越准确。只要频谱分析仪允许，这种方法可以适用于任何频率范围。通常噪声分析仪在超低的噪声测量中准确度更高一些。对于系统增益非常高、噪声系数非常高的场合，这种方法也很准确。的限制来自于频谱仪的噪声基底。4Y系数法Y系数法是测量噪声系数的一种典型方法。Y系数是指当被测件(DUT)的输入端处于2个不同的资用噪声功率时，在DUT的输出端得到的2个相应的资用噪声功率之比。噪声源是Y系数法测量必不可少的设备，噪声源是能产生2种不同噪声功率的噪声发生器，一般需要用DC脉冲电源驱动电压，当DC驱动电压供电时相当于噪声源开，称为热态，此时输出大的噪声功率；DC驱动电源关闭时相当于噪声源关断，称为冷态，此时输出常温下的噪声功率。噪声源的热温与冷温的差值称为噪声源的超噪比(ENR)。测试原理如图1所示，为了进一步说明其工作原理，下面导出它的工作方程。当噪声源转移到噪声温度T0时，DUT的输出功率Pn为：式(5)中，k为波尔兹曼常数，1.38*10-23J/K，B为带宽(Hz)，G为增益，Te为被测网络等效输入噪声温度(K)。同理，当噪声源转移到噪声温度Tn时，DUT的输出噪声功率Pn为：设噪声系数测试仪的增益为C，则在上述两种情况下，噪声系数测试仪所检测到的功率分别为CP0和CPn即：对式(3)和式(4)联立求解Te并表示为F，即可得到：式中，ENR是噪声源的超噪比(dB)，Y=CPn/CP0，功率比值，通常称为Y系数，F是噪声系数(dB)。图3所示为Y系数量值发生器的组成原理图。首先使噪声源工作在噪声温度T0(冷态)，射频衰减器置于0(dB)，标准衰减器置于A0(dB)，并使指示器指示在某一位置；然后，噪声源工作在噪声温度Tn(热态)，调整标准衰减器使指示器的指示回到原来位置。设此时的衰减读数为An，那么A=An-A0(dB)，可以得到Y系数的表达式为：Y系数法适用于大范围噪声系数的测量，简单易行并且准确度高，只需要知道噪声源的ENR，并测量出噪声源冷、热2个状态下的输出噪声功率，不用测量DUT的增益，因此在对噪声系数准确度做检定时采用此方法。5实验验证将式(10)给出的Y系数代人式(9)，就复现了噪声系数标准值Fs，结果如表1所示。我们选用AV3984型微波噪声系数分析仪进行实验，其工作频率为10MHz～26．5GHz，实验框图如图4所示。依据图4所示连接实验仪器，AV3984的噪声系数性能指标为±0．25dB，测试数据如表2所示。实验中使用标准衰减器，通过记录噪声系数分析仪的Phot值，代入下列公式计算，得出噪声系数测量值：结果表明，数据的偏差在0．25dB内。Y系数法能测量很大的噪声系数范围，适用于任何频段，不受增益限制，准确度更高。实验中使用智能噪声源，超噪比表可以自动从噪声源内上载到噪声系数分析仪内，也可以在需要的时候通过命令上载。对于需要手动输入超噪比表的噪声源，在测量之前一定要确认所使用的超噪比表与噪声源是匹配的。

机器人迅速发展，随之涌现出了一大堆创意机器人设计，魔方机器人，寻迹机器人，六足虫虫机器人……电路城给你十个创意机器人陪你玩耍，一起去看看吧！1、奥豆机器人结构图+代码+装配教程奥托的制作和设计是受LMR两足机器人鲍勃的启发，他的编程代码是来自另外的一个名为Zowi的开源两足机器人。奥豆是一款兼容于Arduino，且可以3D打印的机器人。它的独特之处在于他组装后的体积很小（11cmx7cmx12cm），而且他的集成组件和公式都是很简单的。利用现成的部件和3D打印机，只需要做简单的电路连接（几乎不需要焊接）和懂得基本编码技巧，你就可以在短短的两个小时内做出你可爱的朋友-奥豆！http://www.cirmall.com/circuit/4391/details2、魔方机器人-华为研电赛一等奖作品软件方面：1.移植了Kociemba算法。Kociemba算法是当今世界上复原魔方步数最少的算法，最长步数只有21步，并且其解算时间为ms级。2.颜色识别方面应用机器学习领域中一种比较成熟的分类算法完成颜色的分类，颜色识别基本不会出错，识别率极高。3.对来自Kociemba算法的复原指令进行了优化处理，使用深度优化搜索算法，优化率达23%，缩短了整体复原时间。我认为如果你想学习制作属于自己的机器人，魔方机器人应该是最佳选择，因为你既可以学到硬件的设计，还可以学到控制算法。http://www.cirmall.com/circuit/3976/details3、【创意设计】六足虫虫机器人资料分享新版虫虫用3个微型舵机的协调摆动来行走，通过红外测距来感知环境，还能够感知周围的光线亮度。另外，新版虫虫的中枢依旧是一颗强大的Beetle控制器和扩展板，而且是利用简单易用的Arduino来编程。所有这些功能让虫虫的行走更加复杂，互动更加丰富。可以实现前进、后退、避障拐弯、巡光等功能。简单的组装让你了解最基本的机器人原理和智能控制。喜欢DIY的用户，还可以在原有代码的基础上改造出自己的互动模式。http://www.cirmall.com/circuit/4049/details4、（恩智浦）低功耗蓝牙控制机器人参考设计Bluetooth®LowEnergy(BLE)控制的机器人参考设计采用FRDM-KW40板和PololuZumo机器人开发，并且可以通过手机APP控制。BLE控制的机器人基于KinetisKW40Z片上系统(SOC)，该系统包括一个ARM®Cortex®M0+处理器，并配有面向BLE和802.15.4的2.4GHz无线电。它采用HIDoverGATT配置文件实施，用作人机接口设备。该软件提供的特性包括：BLE数据到手机app的传输、电机控制和电池监测，等等。http://www.cirmall.com/circuit/4116/details5、无人遥控水下机器人供电设计方案分享，原理图、PCB、数据手册等无人遥控水下机器人主要有，有缆遥控水下机器人（简称ROV）和无缆遥控水下机器人（简称AUV）两种，ROV是从水面进行控制，带有推进器、水下电视、水下机械手和其他作业工具，能够在三维水域运动，由水面提供能源的装置。水面与ROV之间通过数百米甚至数千米的线缆连接供电，为了减小线缆上的损耗，必须减小其电流，这就要求ROV输入电压尽量高，最好(300-400)V，以目前的DC48V/(3000-4000)W需求为例，传统的砖模块电源很难满足高效率及小体积方面的要求。Vicor针对水下机器人对体积、效率及大功率的特殊要求提供了有效的解决方案。http://www.cirmall.com/circuit/4302/details6、坦克循迹机器人资料（电路+代码+论文等）超全单片机智能小车程序资料+坦克循迹红外遥控+原理图260M的资料，无线智能小车，资料很详细，有视频有程序，感兴趣的千万不要错过了，免费分享一大波！http://www.cirmall.com/circuit/4013/details7、电路征集：【大赛作品】激光测距机器人设计全部资料，包括论文测距采用激光测距，通过对激光束进行幅度调制并测定调制光往返测线一次所产生的相位延迟，再根据调制光的波长，换算此相位延迟所代表的距离，测量距离是超声波与红外线的10倍以上，测量精度远超超声波与红外线，最高能达到1mm的精确度……http://www.cirmall.com/circuit/3857/details8、超酷溜冰机器人设计（硬件+软件+论文等）在本系统中，采用意法半导体公司的STM32F407VGT6单片机作为智能小车的核心控制器。使用电磁感应圈感应磁场的的寻迹方案，采用MMA7660传感器和单轴陀螺仪作为车速检测传感器，使小车可以直立行走。以脉宽调制（PWM）控制方式控制直流电机和舵机，利用自适应控制PID算法，对小车的转向和速度进行控制修正，从而完成传感器信号采集处理、控制算法裁决及执行、直流电机驱动控制。http://www.cirmall.com/circuit/3800/details9、（3D打印）画蛋机器人制作开源设计本文介绍画蛋机eggbot的制作，因前篇篇幅有限，所以发起新话题，详细介绍一下画蛋机eggbot的制作。你现在有3D打印机么？有42步进电机么？有arduinomega2560么？如果你有，和我一起来制作画蛋机eggbot吧制作难点：eggbot的主控为EiBotBoard，这个电路板在其他地区是买不到的，只能在eggbot官网进行购买，目前为V2.0版本。在查阅大量资料之后，我们找到了一个eggbot的衍生版SphereBot。SphereBot采用arduinouno和电机驱动A4983，并提供了firmware和简单实用的操作软件，这为我们制作画蛋机提供了方便，结合3D打印机的制作经验，我们采用arduinomega2560+2个A4988组合作为电子控制部分。OK，准备好，我们开始吧！！！http://www.cirmall.com/circuit/3785/details10、基于WIFI的无线侦查机器人本设计是基于wifi技术的机器人，机器人的动作可以通过电脑操控，并实时地返回高清侦查视频。该机器人可以在一定范围内进行侦查，从而避免人员直接进入未知的危险环境之中。本设计主要由无线路由器、摄像头、机器人主控制器、舵机、电机驱动模块、电源模块以及机器人底盘等等构成。另外本设计控制客户端采用C++builder6.0编写。http://www.cirmall.com/circuit/1173/details

随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用,人们对其需求量日益增长,并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。1、B题开关电源资料汇总开关电源介绍：开关电源（英文：SwitchingModePowerSupply），又称交换式电源、开关变换器，是一种高频化电能转换装置。其功能是将一个位准的电压,透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/39732、基于51单片机数控Buck开关电源设计功能介绍:硬件系统组成：STC12C5A60S2单片机+IR2104驱动+Buck电路+1602液晶+按键；液晶显示：输入电压，预设输出电压，输出电流，工作状态（过流，输入欠压，输入过压）默认输出模式：恒压输出；输出电压范围：0-输入电压*90%，如实际输入电压为40V时，输出电压最大为36V工作方式：Buck降压；整流方式：非同步整流；开关频率：43Khz；最大转化效率：89%；输出最大电流：1.0A；过流保护：过流保护值1.2A，过流时切断；纹波范围：≤200mV；方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/132793、大功率开关电源电路方案（pcb+原理图）成熟方案。瞬间功率可以达到，150W以上。长时间工作在小功率范围。80W左右.适用于短时间功率很大。而一般工作功率比较小的地方。输出两个15V1A，一个60V。可输入220V。如果输入110V可更改启动电阻。并一个同样的电阻就可以。方案是验证过的，只不过把滤波和电源分开了。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/163424、基于51单片机的DC-DC开关电源的电路方案设计本文件为基于51单片机的DC-DC开关电源的电路方案设计，有完整的设计电路原理图，可直接仿照画板，有需求的小伙伴可以直接下载。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/172865、隔离式低成本开关电源电路方案（原理图+PCB文件）LP2702A是一款高效率高精度的非隔离降压开关电源恒压控制驱动芯片。适用于85VAC~265VAC全范围输入电压的非隔离Buck拓扑结构，尤其适用于小家电、白色家电等电源的驱动。LP2702A内部集成500V功率开关，采用特有的恒压控制模式，系统可以工作在电感电流断续模式和电感电流连续模式。方案设计灵活，外围应用简单，可以用更低的系统成本做更大的输出功率。JW3510是一个微功率隔离反激转换器，通过采样隔离输出直接来自一次侧反激的电压波形，不需要第三个绕组或调节用光隔离器。输出电压可以用一个外部电阻编程。另外，内部补偿和软启动进一步减少外部组件计数。JW3510在输入电压范围内工作3.0V至42V，稳定输出5V电压。该开关电源基于LP2702A的低成本非隔离降压交流220V，滤波得到12V左右的不稳定电压。而后通过JW3510隔离式电路转化稳定的5V供后续电路使用，本模块具有安全可靠，具有短路保护，过流保护功能，当负载过大时，电源会出现间歇性通断的异常状况。还具备造价低廉，体积小等特点。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/168726、基于飞兆（FAIRCHILD）FAN6300A的极宽输入范围电源的QR-PWM控制器和ESBCTM开关电源设计介绍了具有非常宽输入电压范围的8W开关电源解决方案。它使用了飞兆（FAIRCHILD）的QRPWM控制器FAN6300及拥有出色效率和待机功耗的ESBC功率级。此文件包含原理图、PCB布局设计、使用说明、测试数据设计的详细说明。原理图绘制使用的软件的是DesignSparkPCB。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/9427、支持90W24V开关电源适配器的电路方案设计（原理图+pcb++BOM+设计文档）1.宽电压输入96~265。2.空载功耗3.输出电压调节。4.纹波小。5.带PFC6.已量产方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/172948、TMS320F28034数字控制LLC谐振开关电源开发板学习板资料（原理图+源码）CSS02404是基于德州仪器的TMS320F28034PNT设计的数字控制LLC电源模块开发板套件，适合数字控制LLC的入门与提高学习，并提供可靠的LLC设计参考。开发板原边为传统半桥LLC，副边为中心抽头整流结构，输入输出隔离设计。控制方式为输出恒压限流模式，具有传统的PID与多级点多零点闭环控制。具备输出OVP/OCP/短路/谐振电流OCP等多种保护功能，板上预留驱动、MOS源漏极电压、谐振电流、变压器副边电流测试点。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/155759、LM2596开关电源稳压模块电路及PCB设计该稳压开关电源电路采用LM2596-ADJ作为主控制器产生PWM波形，从而控制CDS18532KCSMOS管形成开关电源。通过LC整流电路滤波、外围降压斩波电路以及电压反馈电路的共同作用，最后得到所需要的直流稳定电流/电压。本作品达到了在Io为2A时电压调整率Su=70%的效果，并具有过流保护、动作电流等功能。针对稳压电源的开关损耗，选择合适的方案和设计缓冲电路，并在设计中才用那个模块化的设计方法，通过理论估算、软件仿真、实验等环节进行稳压开关电源的设计与制作。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/8618来源：电路城

RTQ6365是负载能力为5A、高效率、采用峰值电流模式控制架构的非同步Buck转换器，输入电压范围为4V~60V，输出电压可调范围为0.8V~VIN。其静态耗电低，集成了低RDS(ON)的MOSFET上桥开关，可在宽阔的负载范围内获得高转换效率。由于采用外围补偿简单的峰值电流模式控制架构，容许使用小型电感，具有瞬态响应速度快和回路稳定性好的特性。其工作频率在100kHz~2500kHz间可调，选择输出滤波元件时可在效率和元件尺寸间进行优化。其最小导通时间很短，即使在降压比很高时也能保持固定的工作频率。在对切换噪声敏感的应用中，可以使用300kHz~2200kHz的外部信号对其进行同步操作。RTQ6365具有完备的保护性功能设计，如输入欠压锁定保护、输出欠压保护、输出过压保护、过流保护和热关机保护等，有逐周期电流限制保护可应对输出端短路等恶劣状况，有软启动设计可消除启动期间的电流冲击。RTQ6365使用WDFN-10L4x4和具有外露式散热焊盘的SOP-8封装供货。应用通讯和工业应用中的12V、24V和48V电源系统工业自动化与电机控制系统车用配件之GPS、娱乐信息系统工业应用关键特性输入电压范围：►4.5V~60V►4V~60V（软启动结束以后）输出电压范围：0.8V~VIN参考电压：0.8V±1.5%峰值电流模式控制架构集成70mΩMOSFET上桥开关静态电流消耗：100μA关机电流消耗：2.25μA工作频率可调范围：100kHz~2.5MHz可同步工作频率范围：300kHz~2.2MHzPSM轻载节能模式集成自举电容复充开关，使能轻载低压差直通工作模式型号可选外部可调软启动使能控制可调节欠压锁定保护阈值和滞回值内建欠压锁定保护、欠压保护、过压保护、过流保护和过热保护等功能转载自立绮科技。

我刚参加工作的时候，除了从事新产品的研制以外，很重要的工作内容是进行量产产品的生产测试。通常情况下，生产测试都是多台机子连接起来才能完成的，用于测试的设备都放在手推车上，测试对象则整齐地放在桌子上，车子推到哪里，就在哪里连线、开机、测试、关机、拆线，然后再移动到下一个工位。在所有的工作中，连线和拆线是最辛苦的，因为为了可靠的缘故，所有的连接器都是圆形航空插头座，每次连接、拆除都需要连续旋转很多圈，因而手被累得实在是很辛苦。当年的这种工作给我带来一些习惯，我用的手机充电线从来不会坏掉，因为每一次的插拔都是下意识地从插头根部着力，软性的部分不会受力，因而也不易受损。连线和拆线的过程都是在关机情况下进行的，开机和关机则有严格的顺序，接收信号的机子需要先开机、后关机，发出信号的机子则要后开机、先关机。举例来说，假如一台设备连接了显示终端，开机的时候就一定是先开显示终端，然后再开主机，关机时则要反过来。因为这个缘故，后来PC上出现可以热插拔的设备时，对我来说便是一件很新奇的事情，由此带来的自由也还会常常让我想起过去的不自由。从表面上看，我早期所接触的这些设备都是很复杂的，它们需要被安装在大型的机箱、机柜中，但在实际上，其中的电路与今日的电子产品相比要简单许多，只不过所用器件的集成度很低，每一颗IC里所包含的电路极少，但封装却很大，所以需要占用大量的空间。一台设备要实现完整的功能，就需要使用很多块板子，板子之间再用线扎和连接器连接起来。每个板子上都有很多IC，但大多是很基本的逻辑器件，使用这种器件设计产品，效率很低，但由此带来的训练还是很值得的。有时候，我会对集成度比较高的器件进行反向推理，从而基本知道它的内部是如何实现的，其中最典型的是一款型号为MC6845的器件，这颗器件因为在早期的PC中被广泛使用而出名，我们使用它则是为了设计一款彩色CRT显示控制器的终端，最初的应用电路不是我设计的，但在我对它的内部逻辑进行推理以后提前发现了系统设计中的逻辑错误，为后来的顺利调试打下了基础，这个工作也为我后来在PC上对一款视窗软件进行汉化带来了帮助，相应的思想又在后来的工业应用中被成功利用，因为对一样东西的深入理解能在再次遇到时给你带来很大的方便。在设备与设备之间进行连接的时候，加电的顺序是很重要的，这个概念可以被称为电源时序管理。上一回，我们说到用RT9266+RT9166为早期的MP3播放器供电的时候，RT9266从电池取电输出3.3V，再用RT9166得到2.5V或1.8V，这样的设计基本上利用的是转换器自身的自然特性，没有很严格的时序管理，这样的做法，某些情况下是可行的，某些时候可能就会遇到问题，它们的电流消耗会比正常情况下的大，而功能则可能不正常。有很多数字器件的输入级可能就是一个反相器，它是由一颗P-MOSFET和一颗N-MOSFET构成的，它们的栅极连接在一起成为输入端，两者的漏极连接在一起成为输出端，两个源极则是电源VDD和地GND/VSS的连结点。当其输入端的电压处于某个区间时，可使两颗MOSFET同时导通，如果在此时加上电源，VDD和VSS之间就直接贯通形成电流了。下图是对这段话的图形化描述：提供给这个输入端的信号，既可能是噪声，也可能是来自前级设备的输出。为了防范这样的问题发生，设计者需要在此输入端上采取一些措施来进行防范。有的器件的输入端会有不得高于VDD+0.3V这样的要求，这样的器件在遇到本身没加电而前级已经加了电的情况时，输入级很容易就坏掉了，或是表现出某种不正常的现象，这种状况在类似RT9266这样的器件中也存在。先看看规格书上的电路图：图中，EN端和VDD端是连接在一起的，这样它们的电压就会一起变化。假设你现在要对它进行外部控制，EN端就需要用其他信号源来驱动，假如这时候送到EN端的高电压先于VDD到达，或是它在某个时候会高于VDD电压一定的值，位于IC内部对芯片进行保护的二极管就会导通，电流将从EN端流向VDD端，这颗芯片通常就不能正常工作了。如果这样的状况一定会发生，必须在EN信号路径上串入一只比较大的电阻进行电流限制，有的时候还需要增加一只电容，故意把提供给EN的信号延迟。再来看看规格书，你就知道EN端的电压不能超过VDD+0.3V的规定确实是存在的，如下图中信息所示：但是在实际中有多少人会关注这样的内容呢？我对此真的没有多少信心，因为我自己也可能忘了这一点，希望看到这样内容的你以后会对此有所关注。MOS器件的工艺结构本身也会带来一些问题，下图来自一家IC厂商的网站，图中从CMOS反相器的物理结构开始，将其中的寄生电路画了出来，最后用等效电路的形式给出了latch-up问题发生时的电路结构以及其中的电流流动情况。由于最后的电路是单向可控硅的结构，自锁以后的电路故障是无法消除的，唯有断电一法可以切断电流。我觉得好玩的是这个网站在做了这么多工作的情况下，最后给出来的电路工作原理描述上却出现了错误（我认为的），所以就不照搬它的文字部分了，但我自己也不想做过多的叙述，感兴趣的读者自己进行吧。如果我都做完了，读者可能就不需要做任何努力了，我觉得这对培养读者的能力是不好的，但是这与“作者不努力，编辑就得努力；编辑不努力，读者就得努力”所描述的状况又是不一样的，因为我的目的是要让读者读了之后能够成长，所以你可以把这看作是现场作业，至于要不要做，你要自己做选择。像这种出现在接口上的问题，使用多个工作电压的系统级芯片也特别容易出现，因为使用不同电压供电的各部分之间的接口部分在加电、断电过程中就会有同样的现象。所以，对于复杂的系统来说，关注电源时序是必须的。在我从事电源管理以后所接触的供电对象的规格书中，液晶显示屏提及电源时序要求的资料被我见到的次数是最多的，但可惜我已经很久没有接触了，所以想在这里提供一个范例的想法难以实现，请读者在自己的工作中去注意吧。很多简单的电源转换器只是完成电压转换，用这种器件时进行时序管理会很辛苦。增加了使能控制的器件就会简单一点，像上述的RT9266就有使能端EN，可以用它完成开关控制。更进一步的转换器会有PowerGood信号输出，它能在转换器输出正常时给出一个信号去通知别的电路，让它们可以据此同步工作，下图是一个例子：RT2875是符合车规AEC-Q100规范的Buck器件，可在4.5V-36V输入下工作，最大负载能力为3A，我们可以用EN端的高电平让它进入工作状态，当其输出电压达到设定电压的90%以上时，PGOOD端就可以变成高电平，它又在输出电压下降到设定值的85%以下时变成低电平，设计者可以用它去控制另外一组电源的工作。实际上，绝大部分使用PowerGood信号的器件，其内部都是漏极开路的MOSFET开关，只要外部加上上拉电阻就可以将其开关状态转换为电压的不同，因而很方便使用，IC内部的具体实现方法可在下图中看出来。当使用多组电源时，每一组的使能信号、PowerGood信号都需要进行处理，这活也实在是麻烦，所以，高度集成化的系统级电源管理器件（PMIC）会把这部分功能也集成起来，以便简化设计工作，有的芯片甚至可以有多种不同的时序可供选择，从而可以扩大器件的适用范畴。对于这样的设计，RT2070可以作为一个范例来介绍。RT2070是针对摄像头应用的多输出IC，内部含有3组Buck、1组LDO和一个负载开关，可用I2C总线进行控制，通过车用IC的规范AEC-Q100Grade1认证，对抗恶劣环境的能力相当了得。想一想现在很流行的自动驾驶辅助系统（ADAS），你就知道摄像头在车上的使用会多么普遍地被使用了，但这样的应用又不能显得太突兀，因而提供给它们的空间都非常狭小，再加上车辆的使用环境通常都很恶劣，所以要求它可在-40℃~+125℃的环境温度下工作。下图是RT2070的应用电路图：它的各通道之间的时序关系可有6种选择，通过SEQ端外接电阻的值就可指定一种上电过程中确定的时序，以后又可通过I2C总线进行新的设定。一个典型的时序关系是这样的：如果出现了意外故障，它还有特定的时序对系统进行保护，下图对此进行了示意：预先定义好的时序在实际中呈现时，可在示波器上看到下图所示的实际波形：这样的过程的实现，是靠IC内部的大量逻辑判断完成的，下图就是器件逻辑部分的主体流程：实现保护的逻辑部分看起来会更复杂一点，如下图所示，是对上图的补充。当你阅读规格书的时候，这些东西都可在其中看到。转载自RichtekTechnology。

上周处理了一个客户遇到的问题，是关于LED驱动器RT8452的应用。这一次，客户所用的架构为Buck，负载电流超过了30A，是LED应用中我遇到过的最大电流，核心部分采用了我们多年前提供的电路结构，但控制部分的设计超出我的意料，没有用IC自身的特性而用其他方法来实现同样的功能，花了些冤枉钱。RT8452本初的设计理念是根据LED的特性推理出来的，完全没有按照市场需求来做，那时也还没有形成大电流LED驱动的市场，但却由此成就了一款全功能的理想器件，只是在现实中能把这些理想全部实现的应用太少，所以很难找到充分发挥其才能的机会。如果你在LED驱动方面有什么特别的想法，请与我联络，希望可以帮你想办法去实现它，前几日就遇到了这样一起案例，我把一款老掉牙的产品挖出来推荐给同事，帮助客户实现了可调微光照明的效果，说不定你也正需要这样的东西呢。一旦遇到大电流，设计中出现问题的机会就不会少，最常遇见的是地回路设计上的问题。很多人会忘了电流需要从地回路回流，其路径需要短而且粗，跨层的时候需要打足够的孔，还要避开敏感的电路部分以避免出现干扰。上期文章所谈的设计问题中就包含了这部分内容，虽然指出了原因，但是有的读者显然还不满足，在交流中出现了希望看到参考图的呼声。遇到这种状况的时候，我一般都会首先建议当事人自己做些尝试，然后我才会提供答案，其目的是希望通过这种思考让提问者得到提升，因为思考的意义是最重大的，我们必须经历这种训练。下面的内容可以算是我的回应了，仅供参考。先对问题做些回顾：RT6224A是输入电压范围为4.5V-18V、负载能力3A、最大占空比为90%的ACOT™架构Buck转换器，具有非常优秀的瞬态响应能力。客户用它完成5V转4V的任务，但实际负载能力不足，即使改用了正确的电感量，负载能力已经可以满足应用的需要了，但仍然不能达到3A的额定负载能力。造成这一困局的原因有两个：反馈信号取样点错误；地回路设计不恰当。另外提到过的SW节点太大的问题不会造成电路工作不正常，所以没有纳入考虑范畴中。为了清楚地看到这些问题，再次把实际的PCB设计图放在下面：上图中，输入电容和输出电容之间的GND设计得非常好，但与IC的GND之间就看不到明确的连接关系，完全可以认为是随意连接的，会带来什么影响实在是说不清楚，反正就是负载能力不行。我这样说话有一点模仿的性质，这也是部分人在描述问题时常用的语言，有现象，没原因，什么问题说不清，这是需要通过训练来改变的。Buck转换器的GND到底应该如何设计呢？下图应该是一个很好的说明：我猜想有很多人都看到过这幅图，能把它用好的就不知道有多少了。在这幅图中，功率地和模拟地被严格地分开并形成星型连接。由于没有构成回路，开关回路中的大电流没有可能流过模拟地，控制器处在相对稳定的参考点上，大电流及其变化所形成的信号对它没有什么影响，因而对稳定工作就没有什么大的影响。在全集成化的IC中，模拟地和功率地是融合为一体的，如下原理图所示，芯片只有一个接地点。IC只有一个GND端子，模拟地和功率地要想分开来出线就很难（要换封装要花钱的）。下面再展示一下内部电路框图，它们在内部还是被分开的，到了封装打线时才会被连接起来。由于IC内部的路径很短，其电阻、电感都很小，电流流过及其变化对控制部分的影响还是有限的，保证稳定工作应该没有问题，否则也不至于能够被生产出来，想让它正常工作的关键还是在应用中的设计上。客户在开始工作前有没有拿到可供参考的PCB设计图呢？当然是有的，规格书的应用说明部分就有下面的图片可供参考：规格书中的参考图不一定是最佳的设计，但基本的性能应该是有保障的。为什么有参考设计也会出现问题呢？问题恐怕还是出在上期文章提到的问题上，规格书很重要，但有很多人没有养成阅读的习惯，即便是阅读，可能好些细节也不会太关心，看见了也不会太在意。有很多公司的电路设计者和PCB设计者是分离的，具体的一些要求可能也不能全部传递到PCB设计者那里，有的建议也可能会被这种安排忽略掉。作为一个工程师，当你看到上图的时候需要做什么事情呢？你需要根据电路的两种工作状态将两个电流回路图画出来，就像下图这样：上图中，红色线所围成的环路是上桥开关导通时的电流流动路径，蓝色线所围成的环路是下桥开关导通时的电流流动路径。为了让电路工作良好，这两个环路都应该做到路径尽可能粗，周长尽可能短，回路面积尽可能小。同时，由于电流在两个环路之间切换，它们之间不重合的部分就形成了一个电流存在高速变化的环路（黄色线围起来的部分）。为了让对外的电磁辐射最小化，两个回路间的差异形成的黄色回路的面积应该被优先最小化，其他部分的最小化要在这一原则得到满足以后再去尽可能地满足，这样就可以得到最佳化的设计。整个设计的过程就是不断进行这一优化的迭代过程，直至再无改进的空间，结果就是你不想得到最优都不可能。利用同样的原则，设计还可以这样做：在上图中，将输出电容COUT以VOUT字串所在位置为中心向左侧翻转，与IC底部的GND铜箔向上延伸以后的新铜箔连接在一起；将输入电容CIN以字串VIN所在位置为中心向下侧翻转，与下部的GND铜箔连接在一起。这样做了以后，最右侧的那段长长的GND铜箔就是可有可无的了，同时，其它元件的布置和走线也要相应做些改变，但由于不是大电流通道，设计上的灵活性会大很多，你可以自行考虑要如何做。对于我所说的任何东西，我希望你都能表示质疑，不要迷信，就像我会对参考设计表示怀疑一样，即使它已经很好了。在这个世界上，除了极其稀有的觉悟者以外，没有人说话做事是永不犯错的，你能指出我的错，这是我的幸运，我首先得要感谢你，是你让我有机会离真理更近一步。同时，我也希望你我能把这种功夫用在自己身上，反复审视自己，审视自己的所作所为，这样我们就都能进步了。学习探讨这些技术问题虽不能让我们获得痛苦的最终解脱，但让我们的工作生活更如意还是有可能的。转载自RichtekTechnology。

电磁兼容性（ElectromagneticcompaTIbility，EMC），《电磁干扰和电磁兼容性术语》中给出的电磁兼容性定义为：设备、分系统、系统在共同的电磁环境中能一起执行各自功能的共存状态。包括两个方面：（1）设备、分系统、系统在预定的电磁环境中运行时，可按规定的安全裕度实现设计的工作性能、且不因电磁干扰而受损或产生不可接受的降级；（2）设备、分系统、系统在预定的电磁环境中正常地工作且不会给环境（或其他设备）带来不可接受的电磁干扰。EMC涵盖了电磁干扰（EMI）、电磁敏感度（EMS）两方面。为实现系统内设备互不干扰、兼容运行，既要控制干扰源的电磁发射，又要提高受干扰对象的敏感度。电磁兼容与电磁兼容性有什么区别？电磁兼容（ElectromagneTIcCompaTIble）是所有使用电磁频谱工作的系统、装备和装置在共同的电磁环境中能够完成各自功能的一种状态。电磁兼容性（ElectromagneTIcCompatibility）是所有使用电磁频谱工作的系统、装备和装置的一种能力。这种能力保证他们在既定的工作条件下，不会因电磁发射或响应而造成不能接受的性能降级。电磁兼容是研究什么的？电磁兼容性的研究通常是围绕构成电磁干扰的三要素（干扰源、敏感源、耦合途径）进行的，其研究内容包括：电磁干扰产生的机理、电磁干扰源的发射特性以及如何抑制电磁干扰源的发射；电磁干扰以何种方式通过什么途径耦合（或传输），以及如何切断电磁干扰的传输途径；敏感设备对电磁干扰产生何种响应，以及如何提高敏感设备的抗干扰能力。转载自电子工程网。

1.引言嵌入式技术的不断成熟以及业界对工业设备小型化、个性化需求的不断提高促使越来越多的工业设备控制系统采用嵌入式系统设计。工业设备控制的特点是对系统实时性要求较高。而通常情况下，控制过程中常常同时存在多种不同实时性要求的任务，不同任务对处理器时间的占用比例也有较大差异，因此如何有效的满足并提高系统实时性能成为研究的重点。传统的控制系统单核处理器架构是主流，除了通过提升处理器主频来提高系统的响应速度，还通过使用抢占式实时操作系统，引入多线程，改进系统任务调度策略等软件方法来进一步提高系统性能。但随着应用不断复杂，控制要求不断提高，有限的系统资源成为控制系统性能提升的瓶颈。针对单CPU架构的局限性，多处理器系统的研究应用逐渐增多，文献[1]采用FPGA和多个DSP互连的并行处理结构，实现了一个高速数据传输带宽、低延迟且计算性能强大的实时图像处理系统。文献[2]提出了一种基于ARM的双CPU协调运动控制系统的设计方法。文献[3]采用ARM+DSP的主从式双CPU结构设计实现了嵌入式运动控制器。文献[4]分析比较了几种典型的嵌入式双核通信接口，并介绍了典型接口的设计要点。文献[5]在单核嵌入式操作系统构架的基础上，提出一种基于对称通信的双核处理器嵌入式操作系统构架，解决了异构双核处理器中的通信效率和共享内存的利用问题。随着双核架构应用的不断推广，同时双核微处理器技术逐渐成熟，如何设计稳定高效的系统软件架构成为当前研究的重点。本文以F28M35双核系统为例，介绍了一种以IPC通信机制为，基于共享内存的双核软件架构方法。2.双核间通信的系统结构完成双核间的数据通信，除了数据传输介质——共享内存外，还需要系统提供一套双核间交互的信号机制。通常该信号机制中同时包括中断信号和非中断信号。利用该信号机制，结合共享内存，可设计出各种灵活的通信方式。从通信信号的角度，通信方式可分为轮询方式和中断方式。由于轮询方式使内核处于忙等的状态，因此应尽量避免使用，该方式多用于双核之间事件需严格按照一定的顺序执行的情况，例如系统启动时双核之间的初始化交互。从携带数据量的角度讲，双核之间可仅仅利用信号机制完成通信，双方协定默认的操作；另外，也是大部分时候的通信方式，双方通过共享内存交换数据，该方式在设计时，将共享内存划分为两种属性的内存区，分别用于两个方向的数据传递。一种内存允许一个内核进行读写操作，而允许另外一个内核进行只读操作，另一种则方向相反。例如，A内核欲向B内核发送数据时，先将数据写入A核空间内的共享内存区，然后向B核发送信号，B核收到信号后从该方向的共享内存区将数据取出，并回复A核，完成数据通信。通信协议和通信接口封装是双核通信应该重点考虑的环节。简单的数据通信，双方可以直接发送数据，默认双方已经知道数据的含义以及数据应该放置的内存地址。但是随着系统逐渐复杂，代码量逐渐增加，无协议的数据通信给编程和理解都带来很大问题，降低系统的可扩展性能。在设计中双核通信可以采用和系统外设相同的通信协议，例如串口通信使用的Modbus协议，这样可以重复利用协议解析函数，同时也可提高可移植性。另外可根据实际需要自行定义适用的通信协议，或者将通用的通信协议做适当的修改以更适应共享内存大数据量的数据通信。关于通信接口的软件封装通常定义数据发送函数、数据接收函数、协议解析函数等，原则是接口应尽量精简，降低双核间的耦合度。3.双核间的数据共享机制双核间实现数据共享主要有两种策略，一种是将共享数据直接存储于共享内存中，双核均可对其进行操作。该方法关键要解决对共享内存互斥访问的问题。关于双口RAM互斥访问的方法大致有两种：1）硬件判优，系统通过存储器冲突仲裁单元向两个内核提供共享内存访问冲突标志，当双核同时对相同地址的RAM进行存取时，仲裁单元促发相应忙信号，设计中可利用该信号插入等待时间，避免访问冲突。2）信号量机制，系统提供独立于双核的信号量管理单元。该方式又叫令牌判优方式，每个令牌可对应指定地址，指定长度的共享内存段。双核按照协定的规则交替获得令牌，进而操作相应的共享内存段。当双核同时申请同一个令牌时，信号量管理单元裁定谁先占用。设计中可通过在访问内存前先申请对应的令牌实现双核对共享内存区的互斥访问。另一种实现数据共享的策略是在双核各自本地定义相同的数据作为共享数据，按照写后及时更新的原则，利用中断方式通过双核间的数据通信实现数据同步。这种方法适用于共享数据满足一定条件时，即该共享数据对于其中一个内核是只读的，否则，由于双核独立运行，运行进度几乎没有制约，若出现双核均改写共享数据的话，无法保证数据的有效性。4.双核任务分配任务分配的原则在于充分利用双核资源，限度缩小系统响应时间。例如在运动控制领域利用ARM+DSP双核处理器构架控制系统，在ARM核中实现系统逻辑控制，在DSP核中实现运动控制输出，ARM核控制运动过程，通过命令的形式驱动DSP核实现具体的运动动作。另外在注塑机控制实例中，利用ARM核实现注塑过程控制，而在DSP端完成注塑机位置和温度的智能控制算法，实现系统优化处理。5.F28M35双核处理器的软件架构设计5.1F28M35双核存储结构TI的全新Concerto-F28M35微控制器采用了一种双子系统架构，其中包含一个TIC28x内核与一个ARMCortex-M3内核。这种混合架构将业内用于控制和主机通信功能的技术融入到单个控制器中，而该控制器可提供维持实时控制环路所需的性能、效率及可靠性，并具备低延迟通信所需的快速响应能力。如图1所示，在F28M35中包含两类共享内存，一类是MTOC-messageRAM（MTOCMSGRAM）和CTOM-messageRAM（CTOMMSGRAM），大小都为2K，其特点是一个内核对其有读写的权限，而另外一个内核仅有只读权限。例如，M3内核可以读写MTOCMSGRAM内存，而C28内核只能对MTOCMSGRAM进行读操作。另外一类共享内存包含8个内存块（S0-S7），大小均为8K。该类内存可以被划分到任意内核，系统通过控制寄存器MSxMSEL设置该类内存的属性，每块内存对应该寄存器中的一位，通过设置相应位来设置相应内存块的归属权。例如，若S0被设置为归属M3内核，则M3内核可读写该内存，而C28内核只能对其进行读操作。同时需要注意的是，控制寄存器MSxMSEL只能在M3内核中进行设置。5.2IPC机制在双核技术中，双方之间的通信是。在F28M35x体系结构中，基于IPC信号和IPC中断实现IPC通信（InterProcessorCommunications）机制。其工作原理如图2所示。该处理器在每个方向（MTOC/CTOM）上定义了32个IPC信号，前4个信号促发时可以附加中断功能。处理器通过一套寄存器组实现IPC信号的操作。如图所示，每个内核通过自己存储空间内的一套寄存器实现IPC功能，每个寄存器32位，每一位分别代表一个IPC信号，第0-3位同时可设置为IPC中断。以C28内核为例，寄存器组分别包括：1）CTOMIPCSET，用于向M3核发送IPC信号或者IPC中断。该寄存器置位时，同时将CTOMIPCFLG和CTOMIPCSTS寄存器相应位置为1。2）CTOMIPCCLR，用于清除C28到M3方向上的IPC信号或IPC中断标志。该寄存器置位时，同时将CTOMIPCFLG和CTOMIPCSTS寄存器相应位清零。3）CTOMIPCFLG，该寄存器为只读寄存器，用于显示C28核到M3核方向上当前IPC信号的状态。该寄存器和M3存储空间中的CTOMIPCSTS寄存器在物理上是同一个寄存器。4）MTOCIPCSTS，作用和CTOMIPCFLG类似，同样是只读的，只是表征方向相反，用于显示M3核到C28核当前IPC信号的状态。同样，它和M3存储空间中的MTOCIPCFLG寄存器在物理上是同一个寄存器。5）MTOCIPCACK，该寄存器置位时，同时将MTOCIPCFLG和MTOCIPCSTS寄存器相应位清零。当C28内核收到M3发送来的IPC信号或者IPC中断时，利用该寄存器发送确认信息，完成二者的握手。形象的说，双核之间维护了两条相互独立的全双工通道，每条通道包含了一个方向的信号发送（SET）和反向的信号确认（ACK）。同时双方可以随时读取两个方向下的当前IPC状态（FLG/STS）。终实现双核间的IPC交互机制。此外，F28M35还提供了一套IPC消息寄存器，分别是MTOCMessageRegisters和CTOMMessageRegisters，分别在每个内核空间对应4个寄存器。结合IPC信号和IPC中断实现双核之间的便捷通信。以M3内核空间为例说明，如表1所示，该寄存器组包括命令寄存器，地址寄存器，写数据寄存器，读数据寄存器。5.3双核芯片的软件系统以系统控制块数据结构为的双核系统的架构方法。即设计了一种数据结构，称作系统控制块（SystemControlBlock，SCB）。将系统所有相关控制对象均映射到系统控制块中，每个任务对系统的操作均可转化为对SCB的读写操作，这样系统可以很方便的实现模块化，定义SCB操作管理模块即可实现多任务对系统操作的统一管理。关于SCB与实际控制对象的物理关联可以通过对应的驱动模块实现。图3中描述了以SCB为的系统简易逻辑架构，SCB不仅体现控制器与外部控制对象之间关系，例如，映射人机界面操作、PC机监控过程以及各种输入输出信号等；同时，SCB还包含了双核之间实现系统控制的内部数据映射。SCB的基本结构如图4所示，主要包括A核外设映射区、B核外设映射区、系统参数区、系统状态区等。SCB是整个系统的体现，从处理器内部分析，双核通过维护同一个SCB实现对系统的协调控制。利用双核之间的通信，当其中一个内核的SCB被写操作时，立即向另一内核发送更新命令，实时完成双核间的数据同步。以A内核IO资源映射为例说明SCB的同步，过程如图5所示。利用上小结中介绍的IPC信号机制，以及多种形式的存储空间，可以灵活设计出多种双核通信方式。如下所述：1）仅利用IPC信号或者IPC中断方式，多用于完成拓扑序事件执行，或者系统启动时初始化握手交互。2）IPC信号/中断+IPC消息寄存器组方式，用于小数据量的通信。命令寄存器中的命令完全由软件定义，用户可设计不同的命令来完成不同的数据操作。多用于对字节型内存的读写操作。3）IPC信号/中断+MSGRAM/S0-S7方式，S0-S7可分别分配给任意内核，该方式可以实现大数据量的核间通信，同时利用通用或者自定义的通信协议，可提高系统的扩展能力及可移植性。6.小结如图6所示，是基于F28M35双核处理器设计实现的注塑机主控制器，采用本文介绍的方法实现了主从式软件架构，ARM核作为主核完成与上位机的通信任务和系统逻辑过程的控制任务，利用DSP高速的计算能力作为从核完成注塑机位置控制和温度控制智能算法的执行任务，双核通过SCB的映射实现相互的协调。新的控制器替代了原有的以600MHZ主频处理器为的控制系统，较好了完成了注塑机的控制任务。&

对于采集信号并进行数字化处理的任何仪器来说，触发都是一个很重要的功能。如果不能根据特定波形特征进行触发，你可能永远看不到数字化波形中的感兴趣点。数字化仪可以用多种模式采集数据。环形缓冲器或正常模式工作时就像数字示波器一样。采集的数据被加载进环形缓冲器。当触发发生时，允许后置触发器延时的数据被锁定用于显示和处理。数字化仪还支持流采集模式，在这种模式下数字化仪采集、数字化并连续存储波形。因此触发器并不指示波形的起始位置，而是特定特征发生的时间点。不管是哪种模式，你都可以看到感兴趣事件之前和之后发生的事情。常见的触发方法是使用数字化仪某个通道的输入信号。基本原理是，检测到波形上一个定义好的点，将这个“触发事件”标记为采集数据上的一个已知位置。图1提供了一个基本的边沿触发例子。信号源是输入通道，触发事件发生在波形上升沿越过500mV触发电平之时。当触发事件发生时，所采信号上的位置被标记为时间轴上的零时间点，如图中的光标位置所示。如果信号是重复的，数字化仪将在每次采集新数据时在相同点进行触发，从而实现稳定的显示。图1：基本的边沿触发，它定义了时间轴上的零时间点(用垂直虚线标记)，触发事件发生在波形上升沿越过触发电平(水平虚线)之时。信号波形、电平和时序的宽范围变化要求数字化仪的触发电路非常灵活。图2显示了SpectrumM4i系列数字化仪的触发“引擎”框图。它提供了现代数字化仪支持的宽范围触发条件例子。图2：SpectrumM4i数字化仪框图展示了这些通用数字化仪的“触发引擎”、触发源和触发逻辑。框图左边显示的是数字化仪的硬件触发源，它们包括任意输入通道以及两个外部触发输入(Ext0或Ext1)之一。每个源都能够支持多种触发类型。因为许多数字化仪模块都有多用途I/O线，你可以用它们来数字化仪的运行/装载状态，它们可以提供触发输出信号以及其它功能。除了硬件触发源外，你还可以使用程序控制下的软件触发功能，这对开发自动化测试是很有用的。数字化仪可能包含强大的触发与/或逻辑单元，可以帮助你将来自多个源的输入组合成一个复杂的多要素触发器。这样的触发器可以确保数字化仪只在专门定义的图案发生时才触发。另外一个功能是可以与其它数字化仪卡进行交叉触发。触发模式主要的触发源内置支持多种触发模式的双路触发电平比较器。这些触发源包括单边沿和双边沿触发器，重装载(滞后)触发器，窗口触发器，对于多源触发器来说，还有相关的触发选通信号发生器。边沿触发器是基本的触发器类型。你只需设置触发电平，并选择想要的触发沿。数字化仪会标记触发源的所选边沿越过触发阈值时的时间点。边沿选择可以是上升沿、下降沿或两个沿都触发。重新装载或滞后触发器设置两个电平，个是装载电平，第二个触发电平。就跟边沿触发器一样，用户也要选择边沿类型。首先信号所选边沿必须越过装载电平，将触发器装载好。然后当信号的相同边沿再次越过触发电平时数字化仪再触发。重新装载触发模式可以用来防止数字化仪被噪声信号的错误边沿误触发。窗口触发器使用每个触发源的两个触发阈值来定义幅度窗口。窗口触发器有两种工作模式：进入窗口触发和退出窗口触发。进入窗口触发是指只要源信号越过阈值电平之一并进入窗口时就触发。退出窗口触发是指源信号已经位于两个触发阈值之间、随后离开窗口时进行触发。当源信号可以在任意一个方向改变状态时就可以使用窗口触发器。当使用带数字化仪内置触发逻辑的多源触发模式时，通常需要使用一个通道创建选通波形，用于支持来自另一个通道的触发。你可以使用高电平、低电平、窗口内或窗口外选择来实现这个目的。这些触发模式产生的内部选通信号可以与第二个触发源一起使用，并通过与逻辑选通触发器。图3显示了使用高电平触发器选通另一个通道上的触发源的例子。只要CH0通道上的正弦波超过触发电平，就会为信号位于阈值上方的整段时间产生一个上升的选通信号。这个选通信号要与CH1通道上的信号进行与操作。由于选通信号只是当CH1上出现低幅度脉冲时才是上升的，因此，数字化仪将在脉冲波形越过触发电平时才触发，见图中的水平红色虚线。图3：使用CH0上的高电平触发器创建一个选通信号，用于选择CH1通道上两个脉冲中较低幅度的脉冲。只要触发源位于触发电平上方(触发电平0)，高电平触发器就会创建一个上升状态的选择信号。这个选通信号与CH1的脉冲波形相与，就可以使数字化仪在遇到较低幅度脉冲时进行触发。触发逻辑图3所示例子显示了在遇到多个触发源时可用触发逻辑的一个用途。与(AND)逻辑和或(OR)逻辑都是支持的。或功能的输入包括任何通道、外部触发输入、软件触发以及强制触发功能。逻辑或功能允许其中任何一个触发源触发数字化仪。与逻辑功能的输入包括所有通道、外部触发输入和使能触发功能。与功能要求所有选择的触发输入同时有效才能启动触发器。记住，选通触发模式(高电平和低电平)提供了输入逻辑的逻辑取反功能，因此你可以创建与非(NAND)和或非(NOR)条件。图4显示了一个使用或触发逻辑的无线定位应用例子。每个输入通道连接到一个传感器。到源的方向取决于每个传感器所发脉冲的到达时间。图4：你可以使用或触发逻辑对早发生射频脉冲的通道进行触发。源的位置确定了哪个通道先看到它。或触发逻辑允许产生脉冲的通道触发数字化仪，从而保证两个传感器输出都被采集到。其它触发相关功能还有其它两种触发功能值得一提。个是触发延时，即图2所示触发框图的一个单元。这个功能使用计数器，可以让你将触发事件往后延迟指定的采样数。如果延时从默认(0)值发生了改变，那么水平轴上的触发点将从0改变到输入的延时值。第二个功能是外部触发输出和触发状态线。这些功能在同步多台仪器时很有用。触发输出、装载和运行状态可以通过多用途I/O通道获得，如图2所示。同步理论上，在同步多台仪器时会发生两个问题。首先是安排公用触发器。其次是让两台仪器基于同步时钟工作。我们很容易看出，当试图同步多台数字化仪时可能会有问题发生。使用具有目标时钟速率的外部时钟可以实现时钟的同步。第二种方法是提供比如10MHz的外部基准，然后应用到锁相环(PLL)，将基准时钟频率倍频到想要的时钟速率。像本文中使用的SpectrumM4i系列等许多数字化仪都是通过公共的外部时钟输入处理两种外部时钟的。外部时钟输入被连接到内部PLL，你可以将它设置为倍频基准时钟，或将数字化仪锁相到外部时钟，不改频率直接让它通过。这样可以保证时钟频率正确，但不能保证每台数字化仪中的时钟具有相同的相位。在同步过程的触发侧，你必须考虑到每台数字化仪的外部触发输入使用独立的比较器检测触发电平越界。基准电平的少许不同以及建立和保持时间的不同可能导致时间轴上的触发点位置发生离散的变化，进而形成某种触发抖动。保证多台数字化仪同步的方法是将时钟分配给每个模块，然后将触发事件同步到系统时钟。同步多台数字化仪上述例子中使用的SpectrumM4i系列数字化仪都带有被称为星状集中器(StarHub)的可选同步配件。这种Star-Hub模块支持多8块同一系列卡的同步。该模块用作星状连接的时钟和触发信号集中器。带这种模块的数字化仪用作时钟主设备，这种卡或任何其它卡可以是主触发器。如果使用Star-Hub模块，主卡上可用的所有触发模式仍然可用。它还能扩展与/或触发逻辑，以适应来自任何所连数字化仪的输入。通过同步来自数字化仪的ARM信号，Star-Hub还能同步多台数字化仪中的不同预触发器、内存段大小和后置触发器设置。本文小结数字化仪要求触发器将信号采集关联到时间上的一个已知点。多种触发源和模式使得选择想要的触发点非常容易。另外，通过Star-Hub同步时基的能力支持多台仪器耦合在一起，从而提供大量的采集通道。具有智能触发引擎的数字化仪可以帮助你触发并采集种类广泛的复杂信号。来源：维库电子市场网

方案概述HDMIDongle通过HDMI接口连接电视机或PC即可使其运行Android操作系统，实现高清显示，无线网络连接等功能。同时可使用2.4GHz满足HID的遥控或键盘、鼠标来进行人机交互。HDMIDongle可使用USBDongle复制的媒体文件，可将PC或流媒体文件、PC服务器或其它Android设备内容显示到电视或投影机。方案采用飞思卡尔I.MX6系列为主控芯片，实现1080P高清视频，性能稳定，只要有Wi-Fi的地方就可以将一台普通的液晶电视变为一台集娱乐，游戏，办公于一体的终端。优势●具有低能耗、体积小巧，应用强等特点●采用Freescalei.MX6移动多媒体处理器平台，单核，双核，四核pinpin兼容，客户改动工作量小●谷歌安卓Android4.0及以上操作系统●通过无线网络实现网络互联●支持包括网络浏览，网络聊天，在线视频，网络游戏等所有网络应用●可直接浏览TF卡和闪存盘中的文本文件●可直接播放TF卡和闪存盘中的音视频文件，支持1080P视频播放方案设计图来源：维库电子市场网

本文针对传统照明能效低、耗电量大等问题，设计了LED恒照度调光驱动器。系统使用恒流LED控制芯片NCL30160作为LED光源驱动电路，采用TSL2561光照度传感器采集室内光照度，通过处理器相应算法进行闭环控制，实现室内的恒照度调光。该算法实现了PWM波形平滑变化，避免因PWM突变造成闪光。同时，系统增加了人体运动控制，实现无人、有人时的不同调光方案，使设计进一步节能和智能化。1系统简介及工作原理系统由PIC16F690单片机、TSL2561光照度传感器、LED光源和LED驱动电路4部分组成。由于LED的亮度与工作电流成正比，故调节工作电流即可调节LED的发光亮度。目前主要有调节正向电流和脉冲调制调光两种调光方法。由于脉宽调制调光具有不会产生任何色彩偏移、调光高、结合数字技术调光、调光范围宽、不闪烁等优点，故本文选用脉冲调制调光。系统主要由TSL2561采集光照度反馈给PIC16F690处理芯片，经过PIC16F690进行相应的算法处理，输出随光照度规律变化的PWM波形，经过带有PWM接口的驱动电路驱动LED灯从而实现调光。系统框图如图1所示。同时，在本系统中加入了人体运动控制以及按键控制，能够检测人体运动，实现在无人时自动关闭LED灯，进一步减少电能浪费;按键能够调节PWM波形的频率以及设定环境光照度，使系统更为人性化。1.1PIC16F690单片机PIC16F690单片机具有高性能的RISCCPU、低功耗以及丰富的外设资源，能够满足本系统的硬件资源需求。由于该款单片机资源丰富，既满足系统需求，又不十分浪费资源，故降低了控制器成本。1.2TSL2561光照度传感器TSL2561是TAOS公司推出的一种高速、低功耗、宽量程、可编程灵活配置的光强度数字转换芯片。该芯片的应用能够提供的显示亮度并降低电源功耗。TSL2561具有以下几个特点：①可编程配置许可的光强度上下阈值，当检测光照度超过阈值时能产生中断信号;②数字输出符合标准的SMBus和I2C总线协议;③可编程控制模拟增益和数字输出时间;④超小封装和超低功耗;⑤自动抑制50Hz/60Hz的光照波动。TSL2561的内部结构如图2所示。其内部有两个光敏二极管通道，即通道0和通道1，其中通道0对可见光和红外线都敏感，通道1仅对红外线敏感。流过光敏二极管的电流经过积分式A/D转换器转换为数字量，转换完后将数字量存入芯片内部的寄存器中。积分式A/D转换器将在一个积分周期完成后自动进行积分转换过程。TSL2561可以通过对其内部16个寄存器设定来控制，该16个寄存器可通过标准的SMBus或者I2C总线协议访问。2硬件设计2.1控制电路设计控制电路主要由PIC16F690的系统组成，包括复位电路、输入按键电路、调试电路、供电电路、晶振电路以及相应的信号输入/输出接口。由于本系统的研究重点在于调光算法，且系统属于小功率，故供电电路采用简单实用的阻容电路。芯片供电电压为3.3V，采用ASM1117稳压芯片。调试电路根据微芯公司提供的资料，采用微芯集成仿真器ICD3，接口电路根据资料设计。复位电路以及晶振电路按照常用电路设计。总体硬件框图如图3所示。2.2驱动电路设计图4为基于恒流LED控制芯片NCL30160的LED驱动电路。NCL30160是安森美半导体推出的一款NFET迟滞降压、恒流LED驱动器。它将电流提升到了1.5A，是新一代高能效的解决方案，损耗非常低，体积很小，可限度地减少空间和成本。通过利用仅55mΩ的低导通阻抗内部MOSFET及以100%占空比工作的能力，能够提供能效高达98%的方案。1.4MHz的高开关频率使设计人员可采用更小的外部元件，将电路板尺寸减至及成本降至。根据NCL30160的数据手册及输出要求计算外围器件参数。系统采用5颗1W的LED串联，恒定电流为350mA。R1=200mV/ILED=200mV/350mA≈0.56Ω(1)式中，ILED为LED灯串电流。图4中的C5采用数据手册推荐的取值。电感L1及ROT由式(2)～(4)得到。式中，toff、ton、△I、RDS(oN)的取值参考数据手册;VIN在此处取为24V，DCRL为电感电阻，此处取为0Ω。3软件设计软件设计包括主程序设计、I2C总线通信程序设计、调光算法设计，以及运动控制和按键输入程序设计4部分，是实现系统智能化控制的。3.1主程序设计图5为主程序流程图。主程序的作用是选择是否改变PWM频率及照度上限、无人模式和有人调光模式。恒照度算法在定时中断处理程序中实现。3.2调光算法设计调光算法主要实现光照度信号的采集、数据处理运算并通过相应的算法实现实时跟踪补偿照度，从而实现平滑调光。TSL2561光照度传感器数字输出符合I2C总线标准协议，实现光照度采集必须实现TSL2561通信。I2C总线标准协议的读写方法主要有硬件实现和软件模拟，由于PIC16F690控制器没有自带的I2C总线接口，故本文采用软件模拟实现的方法。采集进来的数据经过TSL2561标准规定的数据计算后获得光照度，将采集进来的室内光照度与设定的标准值比较，计算出LED需要补偿的照度值，并转化为处理器内PWM寄存器的值，记为当前PWM值。将前PWM寄存器值记为PWM原值。将PWM原值与当前PWM值不断比较递增或递减，使PWM输出以极小的步长跟踪当前PWM值，从而实现平滑调光。此算法还能解决启动跳变问题，使系统启动时PWM由零慢慢变化到当前PWM值。调光算法程序流程图如图6所示。3.3运动控制和按键输入程序设计运动控制采用红外热电释人体运动传感器，能够检测室内是否有人，通过判断人体的活动情况选择相应的照明模式。若有人则选择调光模式，若无人则关闭LED灯，进一步节能。按键输入主要有模式切换键及增减键，模式切换键主要用于切换改变频率或者改变光照度的设定值。考虑到单片机的硬件资源和合理的调光需求，时钟预分频比设定为4，频率变化范围为10～100kHz，光照度设定值根据多次测量各时间段的光照度选取合适的调节范围，故光照度设定值范围为350～500。4实验结果本实验使用TSL2561光照度传感器、控制电路、驱动电路。LED负载为5颗1W的LED串联，恒定电流为350mA。系统的工作状态可分为有人和无人，当传感器检测为无人时，PWM输出关闭，此时LED灯串熄灭;反之，则根据室内光照度自动调节LED灯串的亮度。由于实验条件限制，室内光照度改由遮光窗帘遮挡窗户强光来实现。如果系统数据和波形与理论分析一致，则说明系统设计正确。理论计算公式如下：表1是在多云天气条件下测得的实验数据。系统根据不同的室内照度，调节PWM输出波形从而改变LED光亮度。由于室内照度计探头位置放置和TSL2561传感器有一定的偏差，故数据存在一定的误差。即在有人时，根据式(5)计算PWM占空比与示波器显示波形基本吻合;无人时，无论室内光照度值是多少，PWM占空比均为零，LED不照明。将实验数据与理论值进行比较，考虑一定误差的情况下，基本吻合。输出部分PWM波形如图7所示，分别为室内光照为22.82lx和317.08lx时的PWM波形。结语通过实验证明，系统按照程序设计，能够很好地进行恒照度控制;运动控制在无人时自动关闭，一旦检测到有人活动时，马上进行恒照度控制。同时系统设置了调节调光频率和光照度值，能够根据不同要求做适当的改变。恒照度自适应调光和人体运动控制有效实现了节能要求。来源：维库电子市场网

视频监控系统是一个集计算机处理技术、网络通信技术和数字音视频编解码技术于一身的综合系统。作为一种成熟的多媒体应用，视频监控逐步走向数字化、网络化、综合化、无线智能化的潮流中。用户普遍要求访问地点不受地域限制，能随时随地访问被监控地点，这就要求系统设计一个合理的服务机制，能够实时提供给用户可靠的服务。提出了一种基于流媒体服务器的远程视频监控系统，较好地解决了上述问题。结合流媒体技术，就视频监控系统中涉及到的一些关键技术进行讨论，并提出实现方法，终实现了该系统，取得了较好的应用效果。1系统整体框架远程视频监控的主要分为3大部分:监控端、服务器端和视频采集端，如图1所示，下面将分别介绍各个部分的功能。视频采集端主要由摄像机、电动镜头、云台、WIFI模块、SD卡等模块组成，主要负责音视频数据的采集和传输。主要功能如下:①采集编码部分:将现场采集到的音视频数据进行压缩编码;②数据传输部分:将压缩完成的音视频数据传送到流媒体服务器;③移动侦测部分:进行移动侦测的功能，并将移动图像存入到SD卡中;④PTZ控制部分:根据监控端的控制指令，进行PTZ控制;⑤报警部分:完成报警功能。服务器端主要完成音视频数据的分组转发、视频数据存储、设备管理、用户管理、权限管理和日志管理等功能。监控端主要实现视频监控功能，分为PC监控端和移动监控端。用户可以使用任何一台联网PC机或者移动端当做监控端，随时随地能调用本系统各监控点的视频数据，并进行PTZ控制。2远程监控系统的实现2.1服务器端服务器端主要包括流媒体服务器、Web服务器以及存储管理服务器。其中流媒体服务器主要提供视频直播、点播等功能。Web服务器主要提供用户统一的Web页面和WebService接口。存储管理服务器负责视频数据的存储与调度。2.1.1流媒体服务器流媒体服务器的主要功能是以流式协议(RTSP、MMS、RTMP等)将视频文件以流媒体形式传输到客户端，供用户在线观看;也可从视频采集、压缩软件接收实时视频流，再以流媒体形式直播给客户端。流媒体应用系统的主要性能取决于流媒体服务器的性能和服务质量。因此，流媒体服务器是流媒体应用系统的基础，选择一款性能优越的服务器是该系统的关键。WowzaMediaServer是一款高性能、多线程的流媒体服务器软件。专为多种终端设备提供音视频播放服务，支持iOS、Windows、Android、BlackMerry等主流系统的终端设备，开发者可以根据不同的应用环境，选择RTSP、RTMP、HTTPLiveStreaming等不同的传输协议;WowzaMediaServer支持H.264编码标准进行封装的FLV、MP4、MOV、3GP等音视频格式;WowzaMediaServer能够记录实时流，同时允许用户播放、暂停、恢复和实时回放直播流。WowzaMediaServer提供了强大的接口功能，可以方便实现二次开发。在本系统中，流媒体服务器需要主动接收采集端传输的视频数据实现直播，并通过配置命令的形式，对数据进行存储，该功能的实现是对WowzaMediaServer流媒体服务器一个扩展的过程，实现方法如下:①摄像头首先发送一个心跳包到流媒体服务器，表示此时在线;②摄像头向流媒体服务器发送数据，流媒体服务器接收到数据之后，根据摄像头序列号生成不同的映射文件，并将相应的数据写入数据库。如果摄像头IP地址发生变化，会重复执行上述步骤;③流媒体服务器与存储管理服务器交互，对视频数据进行保存。2.1.2Web服务器Web服务器主要提供用户统一访问入口以及WebService接口功能。本系统采用Struts+Hibernate+Spring技术，结合ExtJS框架，开发了一套Web工程，实现了以下几个功能:①用户管理:包括添加、删除、修改、查询用户的功能;②权限管理:包括添加、删除、修改、查询权限的功能;③设备管理:包括添加、删除、修改、查询摄像头的功能;重启重置摄像头功能;PTZ控制功能;④日志管理:包括用户所有操作日志存储以及日志查询功能;⑤直播列表获取:获取当前登陆用户所有在线摄像头列表，用于视频直播;⑥点播列表获取:根据用户、IP摄像头、文件创建日期查询视频点播列表，用于视频点播;⑦在网页中嵌入Flash播放器，用于播放视频;⑧提供移动端WebService访问接口，用于移动监控。2.1.3存储管理服务器存储管理服务器提供对监控系统下各种存储方案的统一管理，是监控综合平台下的存储系统的管理，简称VRM。VRM可管理前端设备存储、网络服务器存储、嵌入式服务器存储及iSCSI直写存储等多种存储方式，并提供了快速高效的录像数据的检索、回放及备份功能。VRM实现了录像计划的配置、录像计划的同步、录像数据的查询及回放、网络存储服务器的管理、IP-SAN设备的管理等功能。录像计划的配置、更新和删除操作均由客户端发送信令至Web服务器，再由Web服务器转发至VRM，由VRM依据存储类型等分发至其管理的各个存储服务器。同时Web服务器与VRM之间实现了定时同步机制，保证了录像计划的一致性。客户端的回放可以从存储设备直接取流或者通过VRM与流媒体服务器提供的点播服务来进行。回放请求时，客户端不用明确了解系统采用的存储方式，即可实现对录像的查询与回放，VRM服务器为客户端和存储设备之间架起了一座桥梁。2.2FlashPlayer实现为了减轻监控端操作的负担，增强系统的可维护性，本系统中将使用FlashPlayer作为PC端的播放器。为了实现基于Web服务器的B/S的监控机制，本系统将监控画面做成JSP页面，并且把所有网页放入Web服务器用于用户访问。在JSP页面中必须提供FlashPlayer插件的classid和文件路径，如果本机的注册表中查找到该classid，则不必。否则必须按照codebase指定的路径该控件。标签中的id是该FlashPlayer对象的名称，用于访问和设置对象属性、调用对象方法，加载方法如下。＜object"width="636"height="470"id="liveOrVOD"align="middle"classid="clsid:d27cdb6e－ae6d－11cf－96b8－444553540000"codebase="http://download.macromedia.com/pub/shockwave/cabs/flash/swflash.cab#version=9，0，0，0”＞＜/object＞。来源：维库电子市场网

LDP算法是将与Kirsch算子运算后得到的一些负值的邻域灰度值作为中心灰度值的编码因子，这将会导致中心灰度值不能很好的反映邻域局部特征信息，从而降低识别率。针对于此，本文提出了一种改进的局部定向模式(CLDP)算法。该算法在LDP的基础上，去掉邻域灰度值为负值的因子，对中心灰度值进行重新编码，由于该编码值是将与Kirsch算子运算后的正值值作为图像边缘输出，使中心灰度值能很好反映邻域的局部特征信息，从而提高人脸的识别率。本文还将提出的CLDP算法用在YALE，ORL，JAFFE等人脸数据库中进行人脸识别。从实验的结果表明，该方法识别性能较LDP算法，LDN算法以及ELDP算法等更好的。人脸识别系统主要包括四个模块：图像预处理模块，图像特征提取模块，图像训练模块和人脸图像的识别模块，其中主要的部分就是图像特征的提取。好的特征提取算法应该满足不同类别的图像具有很大差异，同一类别的图像具有很小差别。到目前为止，特征提取主要包括两类方法：基于全局特征的提取方法和基于局部特征的提取方法。全局特征是指其特征向量的每一维都包含了人脸图像上所有部分(甚至所有像素)的信息，它反映的是人脸的整体属性。基于全局的特征方法主要包括：PCA，LDA，2DPCA，LPP等。与全局特征不同的是，局部特征信息的每一维都只对应人脸图像上的一个局部区域，它侧重于提取人脸的细节特征，基于局部特征的提取方法主要包括：LBP，LGBP，LDP等。局部特征对人脸的光照、表情和遮挡等变化不敏感，因此基于局部特征的提取方法相对于基于全局特征的提取方法具有更好的鲁棒性，在近些年来得到了更多的研究。近年来，LBP算法因为其在纹理分析方面的简单性和优越性而得到了越来越多的重视。基本的LBP算子是一种有效的纹理描述符，其通过对中心像素的3×3邻域进行编码操作。每个像素点以其邻域的中心像素灰度值作为判断的阈值，将中心像素灰度值与周围8邻域的像素灰度值进行比较，如果邻域像素灰度值大于中心像素灰度值，则将其标记为1，否则标记为0(对于图像边缘的部分，存在一些邻域点不存在的，编码时设定该邻域点为0)，从而每个像素点都可以得到一个8位的二进制数，然后将该8位二进制数转化为十进制数，该十进制数即为该中心像素点的LBP值。因为LBP编码的灵活性，LBP算法可以很容易修改以适应其他不同类型问题的需要。为此，文献[9]提出了几种改进的LBP算法。LBP算法对单调线性的光照有很好的鲁棒性，但是其对于随机的噪声和非单调线性的光照变化非常的敏感。针对此因素，Jabid等人提出了鲁棒性更好的特征提取方法LDP。LDP算法和LBP算法很相似，但它是通过与Kirsch算子卷积求和后得到了中心像素点的邻域灰度值。由于边缘梯度值比像素灰度值更稳定，所以LDP算法对噪声的鲁棒性更好。基本的LDP编码是将主要的k个邻域灰度值设为1(即和Kirsch算子卷积求和后的k个数)，然后将8个方向的邻域值进行编码。这种方法会将的负数对应的邻域灰度值设为1，由于这些负数会干扰局部特征信息的提取，使得编码后的中心灰度值不能很好反应出该位置的局部特征信息，从而会降低人脸识别率。针对与LDP的这个缺点，ZhongFujin等人提出一种基于LDP算法的ELDP(EnhancedLocalDirectionalPatterns)算法，AdinRamirezRivera等人提出了一种LDN(LocalDirectionalNumberPattern)算法。ELDP算法是在LDP算法的基础之上得到的，首先它将与Kirsch算子计算后的八个方向值进行排序，将的两个正值对应的位置设为1，其他位置设为0，然后将得到的两个位置为1的序号作为八进制的两位数，再将其转化为十进制数作为该中心点的像素灰度值，即ELDP值。LDN算法首先同样是将与Kirsch算子运算后的8个方向值进行排序，选取的正值和的负值，然后将正值对应的序号作为八进制数的第1位，将值的序号作为八进制数的第0位，再将这个两位的八进制数转化为十进制数作为该中心点的像素灰度值，即LDN值。以上对LDP进行改进的算法是对8个邻域灰度值的序号进行编码，会丢失一些特征信息，针对这个问题，本文提出了一种基于LDP算法改进后的局部定向模式(CLDP)。该算法通过与Kirsch算子计算后得到的八个邻域灰度值重新进行编码，不对其求，考虑负数的存在，然后将8个计算后的邻域值进行大小判别，将的k个正值设为1，其他8-k个邻域值设为0，再将这8位二进制数转换为十进制数，用该十进制数值作为中心像素点的灰度值，即CLDP值。CLDP算法的编码避免了LDP算法将运算后的邻域为负值作为编码因子，同时也避免了LDN算法和ELDP算法将运算后的邻域值所对应的序号作为编码因子，这样CLDP值能更好的反应出该位置的局部特征信息。本文提出的CLDP算法用在三个人脸数据库中分别进行识别实验，并和LDP算法，LDN算法以及ELDP算法进行比较。实验的结果表明，本文提出的方法具有较其他方法有着更好的识别性能。1CLDP算法1.1LDP算法基于LBP算法提出的局部定向模式(LDP)，是将一个3×3矩阵块(如下)分别与8个Kirsch算子M0～M7进行运算后得到的作为矩形块周围的像素灰度值，记为|mi|(i=0,1,…,7)，然后选取k个数作为主要特征，并且将这k位赋值为1，其余(8-k)位赋值为0，如图1所示。将这8个数按照一定的顺序编码组成一个八位的二进制数，再将其转换为十进制数，用这十进制数作为该3×3矩形块的中心点的LDP特征值。2给出中心点邻域灰度值具体数值，用Kirsch算子对其进行LDP编码运算，当k=3时，如图所示该中心点x的LDP特征值xLDP(k)=(10001001)2=137。1.2CLDP算法CLDP算法是基于LDP算法的一种改进，其处理的开始部分与LDP算法相同，也是将3×3的矩阵块与Kirsch算子进行运算后，将得到的8个值作为周围邻域的灰度值，然后将这8个值中k个值赋值为1，其余(8-k)个值赋值为0，从而也可以得到一个八位的二进制数，再将其转换为十进制数用来表示中心像素点的灰度值，即为CLDP特征值。，其中mk为mi中的k个值。图3给出中心点的邻域灰度值，并对它进行CLDP编码，则中心点x的CLDP值CLDP=(10010001)2=145。图4的原图像是来自于YALE人脸库中的一幅图片，我们对它分别进行LDP算法和CLDP算法特征提取，从图中可以看出CLDP算法提取特征后的图像较LDP算法特征提取后的图像能更清晰真实的反映出原图像的特征信息。2基于CLDP的人脸识别描述不同的人脸库对应的图片大小规格和颜色都不一样，在进行人脸识别时，首先需将人脸库中的图片转换成相同大小规格的灰度图像。然后再将每一幅灰度图像转换为一维数列，这样一个人脸库就可以用一个二维矩阵数列来表示，其中每一列代表着一幅图片。其中CLDP算法的人脸识别过程如下图5所示。对于同一个人，我们随机选取几张图片作为训练图片，其他的作为测试图片，这样可以将原来的人脸数据库的二维矩阵分为一个训练的二维数据库和测试的二维数据库，然后将这两个数据库分别进行CLDP算法处理。将CLDP算法处理后训练图片进行PCA降维处理，将训练图像和测试图像的CLDP特征图像投影到低维空间中，采用近邻方法进行分类识别。3实验结果与分析3.1k值的选取为了测试不同k值对识别性能的影响，我们分别在YALE，JAFFE，ORL人脸数据库中分别进行识别实验。YALE人脸数据库包含15个人，每个人有11幅人脸图像，具有丰富的表情变化。实验时我们随机选取每个人的5幅图像进行训练，另外6幅进行测试；JAFFE人脸数据库包含有10个人，每个人有7种表情，每种表情3～4张图片，在测试时我们随机选取每个人20张图片进行试验，试验时选取每个人的15张图片作为测试图片，另外5张作为训练图片；ORL人脸数据库包含40个人，每个人有10张不同光照和姿态下的图片，在试验时我们选取每个人的任意5张图像进行训练，其余5张进行测试，降维的维数均选择为30。由于C81=C87，所以当k=1时和k=7时识别率是一样的，因此只需要比较k={1,2,3,4}时分别对应的识别率。每一组实验都是进行10次测试后，选取平均值作为终的测试数据。实验结果如表1所示。由表1中可以得出三种人脸库下，当k=3时，CLDP算法对应的人脸识别率。3.2CLDP算法和其他算法识别率比较我们将本文提出的CLDP算法以及PCA，LDP，LDN，ELDP算法分别在YALE，JAFFE，ORL人脸数据库中分别进行测试。同实验3.1一样，在YALE人脸库中选取测试人数为6，在JAFFE中选取测试人数为15，在ORL人脸库中选取测试人数为5。实验过程中，设k值为3，降维的维数为30，每一组实验进行10次，选取平均值作为终识别结果。表2列举了各种算法在不同的人脸库下的识别率。由表2可以看出不同的人脸库下，CLDP算法对人脸的识别率高于其他算法的识别率。3.3CLDP算法鲁棒性测试为了验证CLDP算法的鲁棒性，本文还进行了以下两个测试，这两组试验分别都是在YALE，JAFFE和ORL三个人脸库中进行的，其k值都选取为3。组测试实验是在固定降维的维数为30的情况下，改变实验的测试人数来观察LDP，ELDP，LDN和CLDP四种算法对人脸识别率的影响。在YALE数据库中将每个人的测试图片数分别选取为5，6，7，8，9；在JAFFE数据库选择测试图片数为12，13，14，15，16；在ORL数据库中选取测试图片数为4，5，6，7，8。另一组测试实验是在测试人数固定的情况下，改变降维的维数来观察LDP，ELDP，LDN和CLDP算法对人脸识别率的影响。在YALE人脸库中，固定测试人数为7，JAFFE数据库中固定测试人数为15，ORL数据库中测试人数为5。实验结果如图6，7所示。从图6中可以看出在降维维数固定在30情况下，四种算法的人脸识别率随着测试人数的增加而减小，但CLDP算法的人脸识别虽然在减小，但依然保持着较高的识别率，且减小的幅度也较小。从图7中可以看出在测试人数固定的情况下，四种算法的人脸识别率随着维数的增加而增加，而CLDP算法始终保持着较高的识别率。由上面的两图可以发现，在相同的降维维数前提下，基于CLDP算法的人脸识别鲁棒性要好于其他算法，同样，在测试图像数相同的前提下，基于CLDP算法的人脸识别鲁棒性也要高于其他算法。通过以上实验表明，CLDP算法对人脸的识别在不同的人脸数据库中都有着很高的识别率，且CLDP算法对人脸的识别率较LDP算法和改进后的LDN与ELDP算法都要高，同样CLDP算法在测试图像相同的情况下和在提取特征维数相同的情况下，鲁棒性都高于其他几种算法。4结论本文提出了一种基于局部定向模式的CLDP算法，该算法将与Kirsch算子运算后的正值作为编码对象，从而提高识别率。实验表明，该算法在YALE，ORL，JAFFE等人脸数据中都有着很好的识别性能，并且较LDP，LDN和ELDP算法有着更高的识别率，同样CLDP算法也有着较其他几种算法更好的鲁棒性。来源：维库电子市场网

示波器是任何业余电子爱好者都要使用的最重要的工具之一，但不是每个人都能买得起的。因为商业成品示波器往往过于昂贵，几乎每一个电子爱好者都想着，找到一个能自己亲手从头开始来diy的示波器。下面8个方面，给自己一个动手的机会吧。1、基于STM32示波器DDS信号发生器该DDS信号发生器采用STM32VET6作为主控制芯片，DDS芯片采用AD9708，外部接口支持手动按键、SD卡、USB接口等。电路主要有STM32最小系统和电源电路以及并行信号转换和外接转接口等组成。https://www.cirmall.com/circuit/19112、基于PIC32MZ的1x120msps示波器我们正在设计一个基于PIC32MZ的示波器，它只有1英寸×1英寸，包括一个OLED屏幕。该项目是围绕PIC32MZEF处理器设计的。我们以交错模式使用其内部ADC，以获得完整的20Msps。我们发现在实践中我们能够实现大约1MHz的带宽。https://www.cirmall.com/circuit/103323、STM32F103示波器+信号源仿真资料基于STM32F103ZET6制作的示波器及信号源。可完美移植到正点原子开发板，不需修改程序。软件基于UCOSIII+STEMWIN5.26制作。显示屏使用正点原子2.4寸LCD屏幕。使用触摸屏作为交互方式。可采集频率不大于40KHz的各类波形，无闪烁。可通过触摸屏选择时间间隔，幅值范围，上下平移等操作。可设置输出方波、正弦波、三角波，频率、幅值、占空比均可调。显示三角波。https://www.cirmall.com/circuit/124004、基于15单片机的示波器设计基于单片机自制示波器资料15单片机主控，程序原理图源文件，可测量正弦波，三角波，方波，可以暂停四个屏幕，可更换多种背景图，频率测量范围可高达20MHz，含软件流程图，答辩PPT和设计报告，可作为课设，毕设使用，实际使用误差比较大，毕竟示波器是高要求的仪器，勿较真。https://www.cirmall.com/circuit/155935、基于51单片机的简易数字示波器设计LCD12864液晶示波器电子套件实物（原理图+源码+pcb）本设计硬件电路部分由单片机控制系统电路，前向输入调理电路，模数转换和存储电路，以及按键显示电路组成。其工作的基本思路就是以单片机为控制核心，让AD芯片完成数据的离散化，采集数据经过缓冲暂存于存储器里面，当波形显示时，单片机从存储器的读使能端读取采集数据存于数组中，然后进行相应的数据处理并把所存取得数据按一定的顺序打在液晶显示器相应的位置上，从而再现波形信号;其中输入调理电路由阻抗变换电路，信号抬升电路以及频率测量电路构成，阻抗变换电路是为了提高输入阻抗，信号抬升是为了使信号的幅度满足AD芯片的输入幅度要求，频率测量电路主要是测量周期性信号的频率。https://www.cirmall.com/circuit/181036、示波器太昂贵，国外开源教你拥有自己的示波器！输入电路是用德州仪器（TI）的OPA2652运算放大器，和一个RC组成的低通滤波器，设置的带宽到20MHz。此外，输入电路使用由微控制器产生的PWM信号（引脚15）的输入处理的垂直扫描移位（偏移）。ADC转换器是一个8位的ADS830，来自德州仪器，能工作到60MSPS，在本设计中，ADC工作在最大为40MHz。而这个时钟是由QOS40（塑封）或QOM40（金封）振荡器生成，可通过CPLD电路编程（分频）（Xilinx公司的XC9572）。在处理ADC高速率采集的大码流的时候，ADC的数字输出连接到一个来自IDT的高速FIFO存储器IDT7201（长达512字节），当存储器的缓冲区写满后，整个内存的内容被放到微控制器的内存，在那里对其中的样品进行进一步处理，然后显示在液晶显示屏上……https://www.cirmall.com/circuit/66247、基于STM32示波器DDS信号发生器该DDS信号发生器采用STM32VET6作为主控制芯片，DDS芯片采用AD9708，外部接口支持手动按键、SD卡、USB接口等。电路主要有STM32最小系统和电源电路以及并行信号转换和外接转接口等组成。https://www.cirmall.com/circuit/19118、基于STC89C52单片机数字示波器本设计是基于STC89C52（STC89C52数据手册）单片机数字示波器，并将测试参数显示在LCD12864上。具体功能如下：1.电压轴分档定标2.时间轴分档定标3.交流直流切换4.运行停止切换5.电压测量6.频率测量7.波形平移https://www.cirmall.com/circuit/1381

圆形连接器是基本结构为圆柱形、具并有圆形插合面的一类连接器。在互连分类中，属于第5类，用于设备之间的互连。广义上说，包括低频圆形连接器、从它射频同轴连接器以及音频连接器等。圆形连接器的圆柱形结构具有天然的坚固性，比其它任何形状都具有更高的强度。圆形连接器特点圆形连接器的插头、插座大都采用螺纹连接，其接线端子可从两个到上百个不等，具有体积小、可靠性高的特点，可满足电子设备之间电缆连接的需要。圆形连接器的基本结构1、接触件接触件是圆形连接器完成电连接功能的核心零件。一般由阴性接触件和阳性接触件组成接触对，完成电连接通过阴、阳接触件的插合来实现。2、附体附件分结构附件和安装附件。结构附件如定位销、卡圈、联接环、密封圈、导向销、定位键、电缆夹、密封垫等。安装附件如弹簧圈、螺钉、螺杆、螺母等。附件大都有通用件和标准件。3、绝缘体绝缘体也常称为基座或安装板，它的作用是使接触件按所需要的位置和间距排列，并保证接触件之间和接触件与外壳之间的绝缘性能。4、壳体壳体也称外壳，是圆形连接器的外罩，它为内装的绝缘安装板和插针提供机械保护，并提供插头和插座插合时的对准，进而将连接器固定到设备上。圆形连接器的优点和缺点优点：圆形连接器是需要带有更坚固端子的电连接器的应用的理想选择。它们的圆柱形状使它们特别耐机械湍流和冲击损坏。缺点：圆形表面区域限制了圆形连接器表面上的引|脚和插孔的排列;具有矩形面的连接器可以在更小的表面区域上以更大和均匀的间距安装更多的触点。圆形连接器应用圆形连接器的圆柱形结构具有天然的坚固性，比其它任何形状都具有更高的强度-重量比。它易于用标准机床加工。较容易密封，易插合和卸开。简单牢固的锁紧容有机构。十年的技术发展使它具有完整合理几的工艺和较高的可靠性。因此，要求使用在多接触件连接器实现部件与电缆、电缆与电缆之间互连的场合，圆形连接器是第一选择。

网络分析仪是一种功能强大的测试测量的仪器仪表，只要按照流量正确使用和操作，可以达到极高的精度，它通过使用自身的信号源来进行比对和测量其他电子设备、电子元器件、电子零件、网络接头、电缆线等电气特性和性能参数是否符合标准和要求，能精确地测量入射波、反射波、传输波中的幅度和相位信息，通过比值测量法定量描述被测器件的反射和传输特性。它的应用十分广泛，在很多行业都不可或缺，尤其在测量无线射频（RF）元件和设备的线性特性方面非常有用。一台网络分析仪的价格通常也比较贵，对于新手来说，在测试过程中如何正确用好网分仪，避免仪器损坏是一项非常重要的事情。今天安泰测试就简单给大家介绍一下网络分析仪使用注意事项，希望对大家有所帮助：1、测试产品时，不能直接加电测试。2、测试功放前，必须在频谱仪上检测过没有自激，才能用网络仪测其它指标。3、防止有大的直流电加入，网络仪最大能承受10V的直流电。4、防止过信号的输入。（1）网络分析仪的最大允许输入信号为20dBm。（2）输入信号大于10dBm时，应加相应的衰减器。5、仪器使用前确保已接地。网络分析仪在正确使用的前提下，是某些最精确的射频仪器，典型的精度为±0.1dB和±0.1度。它可以进行精确，可重复的RF测量，提供的配置和测量能力像他们应用范围一样广泛。选择合适的仪器，校准，功能，以及采用可靠的RF测量方法，可以最优化你的测试的结果。转载自电子工程网。

示波器的输入耦合方式的意思是输入信号的传输方式。耦合是指两个或两个以上的电路元件或电网络等的输入与输出之间存在紧密配合与相互影响，并通过相互作用从一侧向另一侧传输能量的现象；示波器的输入耦合属于信号直接耦合，一般有两种方式，分别是直流模式和交流模式，档位选择上一般还有接地。1．输入通道选择输入通道至少有三种选择方式：通道1(CH1)、通道2(CH2)、双通道(DUAL)。选择通道1时，示波器仅显示通道1的信号。选择通道2时，示波器仅显示通道2的信号。选择双通道时，示波器同时显示通道1信号和通道2信号。测试信号时，首先要将示波器的地与被测电路的地连接在一起。根据输入通道的选择，将示波器探头插到相应通道插座上，示波器探头上的地与被测电路的地连接在一起，示波器探头接触被测点。示波器探头上有一双位开关。此开关拨到“×1”位置时，被测信号无衰减送到示波器，从荧光屏上读出的电压值是信号的实际电压值。此开关拨到“×10"位置时，被测信号衰减为1／10，然后送往示波器，从荧光屏上读出的电压值乘以10才是信号的实际电压值。2．输入耦合方式输入耦合方式有三种选择：交流(AC)、地(GND)、直流(DC)。当选择“地”时，扫描线显示出“示波器地”在荧光屏上的位置。直流耦合用于测定信号直流绝对值和观测极低频信号。交流耦合用于观测交流和含有直流成分的交流信号。在数字电路实验中，一般选择“直流”方式，以便观测信号的绝对电压值。触发第一节指出，被测信号从Y轴输入后，一部分送到示波管的Y轴偏转板上，驱动光点在荧光屏上按比例沿垂直方向移动；另一部分分流到x轴偏转系统产生触发脉冲，触发扫描发生器，产生重复的锯齿波电压加到示波管的X偏转板上，使光点沿水平方向移动，两者合一，光点在荧光屏上描绘出的图形就是被测信号图形。由此可知，正确的触发方式直接影响到示波器的有效操作。为了在荧光屏上得到稳定的、清晰的信号波形，掌握基本的触发功能及其操作方法是十分重要的。转载自电子工程网。

繁华的都市，当夜幕降临时，五缤纷的彩灯灯便亮了起来，点亮这个黑暗的世界，给人民生活增添一点情趣，而流水灯是其中的角色之一。随着技术的不断发展，控制彩灯的电路不断更新，这里主要介绍由555定时器构成的流水灯控制电路。555定时器的内部结构（如图1所示）：（1）分压器①5脚悬空时。②5脚外接控制电压时。2）电压比较器电压比较器C1和C2是两个结构完全相同的理想运算放大器。比较器有两个输入端，分别用1和0表示相应输入端上所加的电压，用表示比较器的比较结果（1代表高电平，0代表低电平）。555定时器组成的多谐振荡器由555定时器构成的多谐振荡器如图3所示，RA，RB和C是外接定时元件，电路中将高电平触发端（6脚）和低电平触发端（2脚）并接后接到RB和C的连接处，将放电端（7脚）接到RA，RB的连接处。由于接通电源瞬间，电容C来不及充电，电容器两端电压为低电平，小于（1/3）Vcc，故高电平触发端与低电平触发端均为低电平，输出为高电平，放电管V1截止。这时，电源经RA，RB对电容C充电，使电压按指数规律上升，当上升到（2/3）Vcc时，输出为低电平，放电管V1导通，把从（1/3）Vcc上升到（2/3）Vcc由于放电管V1导通，电容C通过电阻RB和放电管放电，电路进人第二暂稳态，其维持时间的长短与电容的放电时间有关，随着C的放电，下降，当下降到（1/3）Vcc时，输出为高电平，放电管V1截止，Vcc再次对电容C充电，电路又翻转到第一暂稳态。CD4017芯片是十进制计数器/时序译码器，应用极其广泛。图4是CD4017的引脚图排列，采用16脚双列直插式塑料封装形式。CD4017的CL端在输入时钟脉冲的上升沿计数，时钟允许端EN为“0”时，允许时钟脉冲输入，为“1”时就禁止时钟脉冲输入。在输入时钟脉冲的作用下，10个译码输出Y0~Y9依次为高电平。R为复位端，当R=1时，计数器清零，Y0为“1”，其余Y1~Y9均为“0”.CO为进位输出端，CD4017记满10个数后，CO端输出一个正的进位脉冲。电路实现流水灯电路原理图（如图5所示）：该电路由时基集成电路NE555构成的多谐振荡器和CD4017十进制计数/译码电路组成。电源接通后，经R1、R2给电容C1充电，使逐渐升高，当时，3脚（Q端）输出为高电平。当上升到超过时，3脚输出仍为高电平。当继续上升到略超过时，RS触发器状态发生翻转，3脚输出为低电平，同时C1经R2及7脚内导通的放电管VT到地放电，迅速下降。当下降到略低于时，触发器状态又翻转，3脚输出变为高电平。同时，7脚内导通的放电管VT截止，电容C1再次进行充电，其电位再次上升，一直循环下去。根据，可以看出，通过改变电位器R2的电阻值的大小，即可以改变振荡器的振荡周期，从而改变3脚输出高低电平的转换时间，进而改变流水灯的速度。对于CD4017，其14脚接收来自555定时器3脚的输出脉冲。当555定时器的3脚的输出电平状态发生翻转时，14脚接收到高低电平的变化，触发十个输出引脚交替输出高电平，点亮相应引脚的LED灯。随着时间的进行，十个LED灯相继被点亮，形成流水灯。555定时器是一种模拟和数字功能相结合的集成器件，通过外围元件的简单组合，可以组成许多基本实用的电路，最基本且应用最多的有单稳态触发器，施密特触发器，多谐振荡器三种。以这些基本电路为基础，又可以和其他组合形成各种各样实用的电子电路，实现各种各样的功能，如定时器、分频器、脉冲信号发生器、玩具游戏机电路、音响告警电路、自动控制电路、电源交换电路、频率变换电路元件参数和电路检测电路等。相信在不久的将来，555定时器将应用在更多领域，为我们的生活增加更多新鲜的元素，并使我们的生活更加丰富多彩。转载自唯样电子资讯。

是不是每次出门后总担心没有关好门?常常花功夫再回家门查看,不然就心神难安,极大降低工作效率?有了智慧锁,不管是在路上还是在公司,只要通过手机APP就能随时随地地查看家门闭锁情况;对年轻的小白领而言，简洁而极富科技感的外观设计，以及中近距离的手机蓝牙感应开门最具吸引力。只要门锁感应到认证手机的蓝牙信号就能自动开启，也解决双手提着重物无法腾开的烦恼。使用手机就能实现门锁的开关，多么酷炫而方便！各种各样的生活场景意味着智慧锁行业必然会发力成长，蓝牙智慧锁是比较常见的一种。1、【毕业设计】基于单片机的指纹识别红外密码电子锁功能介绍：1）开机：按下电源，电源指示灯点亮，液晶显示：“请先按键再刷指纹”，按下按键后，液晶显示：“请按指纹”，同时指纹模块绿灯亮起，可以进行指纹识别开锁功能。若指纹识别成功，继电器动作，LED指示灯亮起，开锁成功，人员可以进入，液晶显示：“指纹已找到，请进”；若指纹识别不成功，继电器不动作，LED指示灯不亮，将不能开锁，人员不能进入，液晶显示：“没有搜索到指纹请按任意键继续”。2）管理员模式：按下按键进入管理员模式首先要输入6位密码，密码正确可以进入管理员模式，密码错误不能进入管理员模式，在管理员模式下可以完成录入指纹、删除指纹、应急开锁和修改密码的功能。进入录入指纹模式后，指纹模块绿灯亮起，将手指放到指纹头上，录入同一手指两次，此时液晶显示“指纹采集成功”。在删除指纹模式下，液晶显示“输入删去的指纹号”，输入后按确认键即可完成指定指纹的删除功能，同时液晶显示“删指纹号成功”。在非正常的情况下，如指纹模块不好用或者紧急情况下，可以使用紧急开锁功能。密码修改的功能是指可以修改并保存进入管理员的6位密码。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/129822、基于STM32F407的电子密码锁功能综述：本设计主要是基于STM32F407作为主控芯片，通过搭载一个3.2寸的LCD屏，继电器和一个电磁铁锁头组成了一个基于STM32的电子密码锁。本设计上电即可使用，上电后的需要点击4下屏幕进行屏幕坐标的校准。屏幕校准成功屏幕会显示AdjustSuccess的蓝色英文字样。随后屏幕会出现类似手机中的拨号键盘，本设计支持输入密码和修改密码的功能，默认开锁密码为“123456”，使用修改密码功能需要先输入管理员密码“0000”。管理员密码在电子锁中无法修改，需要修改则需要重新烧写程序。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/163383、DIY制作电子密码锁，OLED显示时间和密码硬件部分：通过R7F0C809开发板核心板与各个模块部分如AD按键、EEPROM、RTC时钟、以及OLED显示模组和蜂鸣器的连接，实现待机时，显示实时时间，等待密码的录入，或者门铃按键的按下等功能软件部分：实现了ADC采集，间隔定时器唤醒MCU，IIC与EEPROM和RTC时钟的通讯进行对其的控制，以及硬件SPI对OLED的显示控制和蜂鸣器输出控制对无源蜂鸣器的叫声控制等功能。电子密码锁主要功能：1.实现按键中断功能，中断处给予警报提示；2.实现对AT24C02的通讯，存储密码，掉电不丢失；3.实现对PCF8563为RTC时钟的控制，给系统提供准确的时间；4.实现AD按键的检测，通过定时器0的通道0间隔唤醒，使按键录入达到良好的体验；5.实现对OLED的控制，显示实时时间以及密码输入后的提示。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/51934、基于TICC2640低功耗蓝牙智能锁方案核心技术优势1.用户可以通过手机APP或手机微信对智能锁进行开锁或关锁的动作2.此应用加上GPS、GSM等部分已可广泛应用于共享单车产品上。方案规格1.使用4节AA电池供电，使用可以长达5年a.每天24个锁定或解锁事件b.无线电连接周期2.马达驱动DRV8833集成了FET和电流检测比较器，简化设计，缩小方案整体尺寸，外围较少分立元件3.采用面向低功耗无线应用的双节超低IQ降压转换器TPS62745作为电源转换器件4.已使用第三方iOS和Android应用程序进行BLE通讯测试，广告间隔最高可配置到4秒方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/161075、虹膜门禁系统设计方案一、产品概述SW-IRCTL虹膜门禁的工作原理是：采用虹膜识别、13.56M卡片识别技术对门进行智能控制。在对虹膜信息采集或者M1卡内部信息读取之后，与内部存储的信息比对，查看是否为有效的信息，比对通过，打开门，否则不予开门。可以通过上位机客户端软件进行对存储人员信息进行增加、修改、删除等操作，打开电子锁的时间可以手动调节。产品主要应用方向：对进入人员身份有严格要求的场所，采取虹膜生物识别技术，也可以采用M1卡或者身份证识别，根据自己要求选择验证方式。产品备有可充电电池，在意外停电时，电池可以给系统供电，维持门禁系统正常工作，出门使用门内开关打开门，门外需要使用手机移动电源连接虹膜设备给其供电，维持正常工作。再来电后，电路板会自动给可充电锂电池充电。产品主要功能：智能控制门的开关。通讯功能：支持TCP\IP通讯。二、技术参数l供电方式：AC220V±10%，50Hz±10%lRFID：13.56M符合ISO14443A协议l最大工作电流：1000mAl静态工作电流：200mAl工作环境：温度-10～+55℃l湿度10～80%RHl保存温度：-25ºC至80ºCl负载电流：200-1000mAl负载功率：最大8Wl虹膜信息容量：3万l读卡有效距离：l虹膜认假率l虹膜拒真率l虹膜对比时间l工作电流：根据负载锁的工作电流变化。一般情况下搭载电插锁工作静态工作电流为200mA，开锁电流为1000mA(瞬态)250mA(常态)；搭载电磁锁工作静态工作电流为780mA，开锁电流为200mA（锁已断电）；搭载阴极锁工作静态工作电流为200mA，开锁电流为480mA；搭载电控锁工作静态工作电流为200mA，开锁电流为搭载电机锁工作静态工作电流为200mA，开锁电流为三、注意事项n门禁设备需要单独的220~V电源供电，勿与电源控制类节点、交流电机或大型继电器控制使用同一路电。n安装环境尽量通风，干燥。n电锁距离门禁主控电源不宜过远。n建议避免安装潮湿的地方。n勿安装在儿童容易碰及的地方。n门禁主控板距离虹膜设备距离不宜过远。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/159436、单片机RFIDIC卡门禁系统（电路+仿真+程序）功能状态说明：1.单片机+按键+IC读写模块+DS1302+LCD1602液晶设计而成2.液晶可以实时显示目前的时间，方便使用者使用，具有掉电走时功能。3.可以添加或者删除IC卡的记忆功能，让使用者更加的灵活自如。4.具有指示灯和蜂鸣器双重提示功能，绿灯表示进入，红灯表示禁止进入。5.继电器模拟电子锁，闭合状态即是开锁状态，反之则关锁状态。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/94917、基于单片机的指纹识别密码锁设计方案基于51单片机的密码锁，指纹识别门禁系统，指纹密码锁系统基于51单片机的密码锁，51单片机指纹识别门禁系统指纹密码锁系统，功能：可以实现时间显示，可以查询出入记录，可以实现指纹开锁、应急开锁（在指纹开锁不好用或紧急的情况下可以进入管理员模式应急开锁），在管理员模式下可以录入指纹、删除指定指纹、更改密码等功能。若放入的指纹，指纹没有识别成功屏幕提示信息继电器没有动作，LED灯不亮，将不能开锁，且蜂鸣器发出警报，人员不能进入，按任意键返回初始界面继续扫描指纹。若放入的指纹，指纹识别成功屏幕提示信息如下图所示，继电器动作，LED亮并且门开锁，人员可以进入，按任意键返回初始界面，等待下一个人扫描指纹等。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/163608、基于51单片机电子密码锁（毕业设计）电子密码锁功能描述：适合毕业设计，基于51内核开发版的电子密码锁主控板，可以掉电存储，修改密码，密码错误3次报警且锁定键盘，有门铃功能等等。在p2^0口接一个低电平驱动继电器（淘宝价5元左右），继电器接一个电控锁（淘宝价格18元左右），最后的连接不清楚或者过程中不懂的我们会全程帮助。附件内容包括：整个电路设计原理图和PCB源文件，用AD软件打开；C语言源程序（有详细的中文注释）；proteus电路仿真；方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/1611来源：电路城

随着智能家居走进我们的生活，家里多了监控摄像头、智能猫眼、智能门锁、智能电视等智能家电，智能产品确实是好用，但是方便的同时，我们的信息也随时随地的记录在了这些家电上，同时上传到了我们不知道的云端。事实上，不局限于是电视，很多同样拥有互联网、语音操控功能的家电设备，都存在隐私隐患。黑客可以通过技术手段控制你家里的摄像头以及门锁，之前就有报道过有人在网上竟然看到自己洗澡的视频，而罪魁祸首就是家里摄像头被黑，因为目前智能家居还没有统一的标准，更别说有统一的安全防范标准了。为什么会有这样的事情发生呢？按照目前智能家居厂商来说，收集用户信息是少不了的，而且收集后都会储存在自己厂家的云端，或者租用大公司的云服务器储藏，而一些实力小的公司，会存在用户信息泄露的问题，这样就给黑客一个可乘之机。目前，智能家居领域主要面临着四大方面的安全威胁：利用漏洞或者自动安装软件等隐秘行为窃取用户文件、数据;通过互联网攻击行为干扰特定企业或者个人的正常活动;攻击互联互通的物联网平台使影响范围扩大化;传播僵尸程序把智能设备变成被劫持利用的工具。面对黑客攻击那么不堪一击的智能家居，我们有什么办法解决吗？区块链技术能为智能家居安全问题提供解决思路。区块链就像一个数据库账本，记载所有的交易记录，区块链完整保存所有交易记录的特点让任何人都无法从中作假，简单来说，区块链就是一台创造信任的机器，一个安全可信的机器，可以让互不信任的人，在没有权威中间机构的统筹下，还能愉快地进行信息互换与价值互换。因为在本质上，区块链是不被破坏的永久记录。所以区块链消除了任何第三方信任的需要，每个参与公共账本设备必须努力达成共识。如果没有区块链，存储，共享和传输数据和信息始终是一个风险。而且现在只是少部分数据存储在云端，当智能家居普及后，家里不仅仅几个产品联网，可能至少就是几十个，而每天产生的数据量也会是大的难以估计，想象一下，当规模多达500亿个设备，每天的日常交易、产生许多无法操纵，黑客攻击的事情时会发生什么。有了区块链分散的数据，减少了网络聊天和物联网可以优化其全部功能，以充分发挥其能力。我们不谈智能家居对于大家能带来多大的舒适与便捷性，起码在质量与用户所花费的时间与金钱上提供了真实的价值意义，而真实的透明化维护了消费者的合法权益积极，区块链的应用技术就是保证每一件家居的数据是不能复制和造假，保证它的安全与真实性，推动了中国智能家居行业的良性发展。区块链对于智能家居隐私以及安全有着不可替代的作用，相信随着智能家居走进千家万户，会不断推动技术的进步。转载自唯样电子资讯。

智能电表的推广与使用是一项惠及百姓的民生工程，它大大改善了农村居民用电条件，提高了配电网的自动化水平，对于减少电力能源的消耗具有重大的意义。采用单片机80C51为，同时增加电能计量芯片CS5460A、LCD显示器1602、Wifi通信电路、SD存储卡等芯片，来实现电能的计量与显示、无线通信、数据存储等功能。用户可以通过电表上的按键来选择是显示用户当前用电量，还是某一时段用电量。随着计算机技术和通信技术的发展，建筑智能化程度越来越高。住宅的智能化抄表系统在建筑智能化中是必不可少的。在我国，对用户的电表仍采用人工抄表的方法。这种原始的查表方法不仅造成了人力、物力的浪费，打扰居民正常生活，而且其差，电量数据需要人为读数不能实时传输。为了从根本上解决这个问题，因此设计一种基于单片机的智能电表。电表若以单片机为主体取代传统仪器仪表的常规机械及电子线路，可以容易地将计算技术与测量控制技术结合在一起，形成智能化测量仪表。这种仪表由计量电路、微处理器、LCD显示器、实时时钟、通信接口及电源等组成，具有电能量计量、信息存储及处理、实时监测、自动控制、信息交互等功能。1智能电表的工作原理智能电表的硬件方案框图如图1所示。电能表主要由计量、电源管理、存储、显示、按键处理、脉冲输出和通信单元7个部分组成。本文的智能电表是以80C51为处理器。除此之外，加入了电能计量芯片CS5460A和LCD显示芯片1602，用于用户用电量的计量与显示。但是，由于CS5460A芯片只能测量瞬时的电量，所以，还需要采用时间芯片DS1302将时间分段，这样电表就可以通过按键，不但可以显示出用户的瞬时用电量，而且还能显示某个时段的用电量。WiFi通信电路的使用，可以实现智能电表的无线通信，这样查电表的工作人员不用再挨家挨户的登门查询，而是直接接收WiFi信号，就可以了解到用户的用电情况，比较方便、省时。对于存储模块，本文采用体积小、容量大的SD卡，相比于一般的存储模块，SD卡还可以随时拆卸、更换，既方便又实用。对于电源模块，本文采用的是外部供电方式。2智能电表的硬件设计2.1电能计量电路设计电能计量芯片采用CS5460A。其主要功能如下：具有特殊的自动引脚模式功能，能使芯片独立工作，得电时自动初始化；具有片内看门狗定时器与内部电源监视器；可以测量正反两个方向的电压瞬时值、电流瞬时值、电压有效值、电流有效值以及功率和能量；提供了外部复位引脚；双向串行接口与内部寄存器阵列可以方便地与微处理器相连接；外部时钟频率可达20MHz；具有功率方向输出指示。2.2WiFi通信模块设计电表采用WiFi无线通信的方式，WiFi通信电路使用BCM8000。WiFi通信技术具有数据传输率高、组网灵活、可移动性好等优点。WiFi通信采用的是无线网络，使智能电表的安装不受通信线路的局限性，具有安装便利的优势。WiFi通信电路与单片机80C51的连接，只需要将BCM8000的RXDH和TXDH引脚分别对应连接到80C51的TXD和RXD引脚，如图3所示。3智能电表的软件设计智能电表的软件设计部分包括以下的几个部分：电能计量芯片CS5460A的数据传输、液晶显示器1602显示子程序、键功能处理程序、WiFi无线通信程序、时钟芯片DS1302的读/写操作程序、SD卡储存模块的软件设计。其主程序的流程图如图4所示。CS5460A软件框图如图5所示。4结论本次设计的智能电表集成了计量与显示电量、数据存储、数据通信等多种功能。经试验验证后，证实了电表性能的稳定、计算准确、误差较小、可以进行无线通信等。但是，本次设计的电表可能在故障自诊断方面有些不足，需要日后加以完善。来源：维库电子市场网

压阻传感器的高精度及其测量绝对压力、表压和压差的能力使其在广泛的用途中得到了各种应用。对于工业设备和机械，压力传感器提供的信息可以用于最有效地操作液压或气动设备，进而与新的工业4.0标准联系在一起。汽车对燃料效率和减少有害排放的要求越来越高，需要长期稳定和高度精确的传感器。除了介质电阻外，一些用途要求压力传感器具有抗冻性，但最重要的是传感器需要在整个寿命期间提供可靠的信号。所有的用途都对压力模具的独特特性提出了越来越高的要求，需要在模具水平上具有特定的设计特点。TDK的压力传感器产品系列的开发重点是提高灵敏度和以较小的模具尺寸提供高性能。此外，还要特别注意介质电阻和易处理能力的具体特点。压力阻力传感方法：压阻压力测量：绝对压力测量—前侧：在真空下将玻璃粘合到硅上，从而产生对照真空。被测量介质与压力传感器元件芯片前侧的有源电子元件接触。表1:绝对压力测量—前侧绝对压力测量—背侧：对于潮湿或腐蚀介质，使用附加的玻璃盖在前侧形成一个对照室。介质应用于背侧入口。表2:绝对压力测量—背侧表压和压差测量：表压或压差测量测量前侧和背侧之间的差异。较高的前侧压力引起的压差导致输出信号的正变化。较高的背侧压力导致输出信号的负变化。表3:表压和压差测量压力传感器模具的用途：转载自唯样电子资讯。

引言双极结型晶体管(BJT)看起来像老式的电子元件，但由于具有低成本和卓越参数的优点，它们可以解决许多问题。我们可以发现过去由于这些元件太高成本而不可能实现的新应用，比如我们可以在某些情况下用多个并联的小功率晶体管替代更大功率的晶体管(带或不带散热器)，并从中收获诸多好处。一般来说，与更大功率特别是带大块散热器的晶体管相比，小功率晶体管速度更快，具有更高的工作频率、更低的噪声、更小的总谐波失真，并且它们的封装更方便人工和自动焊接。功耗1W左右的许多晶体管采用类似于TO-92的封装。这些晶体管大多数价格比较低，可以大批量购买，而且TO-92那样的封装很方便使用。从这些封装产生的热量很容易通过冷却风扇甚至正常的空气对流高效地散发掉。另外，我们可以利用这些晶体管周边较大的铜表面积提高它们的功耗。针对这些电子元件的不同封装，它们的数据手册和文献资料中记录有大量散热信息和计算方法，因此我们这里不再详细讨论。诸如TO-126、TO-220之类的功率晶体管封装又大又重，很难安装在PCB上，而且为了发挥这些功率晶体管的全部性能和可靠性，还要额外使用散热器。这些封装和散热器会阻塞冷却空气的流动，而且额外散热器的使用会产生机械和电气问题，比如在振动设备中散热器不是很稳定，它们需要电气隔离等。晶体管电路让我们考虑以下这些经常在音频驱动器使用的NPN/PNP晶体管对：TIP29/TIP30(NPN/PNP,40V,1A,2W,Ftmin=3MHz,TO-220),BD139/BD140(NPN/PNP,80V,1.5A,1.25W,Ftmin>3MHzornotspecified,TO-126)BC639/BC640(NPN/PNP,80V,1A,0.8W,Ft=130MHz/50MHz,TO-92)BC327/BC337(NPN/PNP,45V,0.8A,0.625W,Ft(typ).100MHz/100MHz,TO-92)BC550/BC560(NPN/PNP,45V,0.1A,0.5W,Ftmin=100MHz/100MHz,TO-92)这些晶体管的其中一些参数可能在不同制造商那里有所不同，也有些参数可能所有制造商都不标。我们可以看到，两个并联BC639的功耗大约是1.6W，超过了单个BD135/137/1391.25W的功耗。另外，BC639/BC640对有保证的转换频率远高于BD139/BD140对的Ft(在数据手册中并不总是有保证的)。小功率晶体管的直流增益通常远高于更大晶体管的增益。因此我们可以尝试使用两个或多个小功率晶体管代替带或不带小型散热器的一个更大功率的晶体管。图1画出了采用1个运放(OA)和6个小功率晶体管的音频放大器电路，它可以取代用一个运放和一对不带散热器的更大功率晶体管(比如BD135/BD136)组成的放大器电路。连接发射极的均衡电阻R6到R11是必须要的。这些电阻可以在一定程度上减小并联晶体管之间的差异。它们的阻值通常在放大器公共负载的2%至10%之间。为了确保输出电流在所有并联晶体管之间得到合适的分配，应该监测这些电阻上的压降。电阻R5也是必须的，并且应该具有的适用值。它能减小放大器的交越失真。IC1可以是任何合适的放大器，如NE5534/A。是使用能够驱动至少600Ω负载的运放。如果需要调整放大器的输出偏移量，可以使用带偏移调整引脚的运放。在运放和晶体管不过载的条件下可以得到运放的整个供电电压范围。我们应该注意到，许多运放有很大的会使运放发热的静态电流。举例来说：NE5534/A的静态电流Iqmax=8mA,LF355的静态电流Iqmax=4mA,LF356的静态电流Iqmax=10mA,NE5532的静态电流Iqmax=16mA,RC4560的静态电流Iqmax=5.7mA,如果我们在±15V或更高的电源电压下使用这些和类似的运放，那么在没有任何输入信号的情况下这些运放也会有显著的功耗。对于采用表贴封装的运放来说这种情况尤其糟糕，比如NE5532的功耗将达30V*16mA=540mW，这一点应该加以慎重考虑。新加的高增益小功率晶体管要求运放输出很小的电流，因此可以降低运放IC的散热风险。事实上，这些新增晶体管还可以用来利用运放的峰峰值电压降低运放IC的功耗，因为它向负载提供更小的输出电流。小功率晶体管的速度更快，并且基极-发射极结点中的阈值电压也更低。它们通常是为前置放大器设计的，与更大功率的晶体管相比，用它们可以获得更低的总谐波失真(THD)和互调失真(IMD)。小功率晶体管通常还具有更高的增益，增益范围在400至800之间，这也是更低THD和IMD的一个原因。并联更小功率的线性稳压器代替单个大功率稳压器并联使用更小功率的线性稳压器有许多好处。并联小功率晶体管代替单个大功率晶体管(带或不带散热器)的上述方法同样适用于线性稳压器，如78xx、79xx、LM317x、LM337x和类似器件。图2给出了4个采用TO-92封装的78Lxx的并联电路，它们可以代替单个采用TO-220或类似封装的78Mxx电路。不需要在每种情况下都使用C1到C8所有的电容。只要我们设计正确的PCB版图，我们就可以在所有并联稳压器组的输入输出端使用单个电解电容和单个高频电容。然而，这些电容的使用取决于并联IC的要求。在某些情况下我们应该将这些电容紧靠每个IC放置。图2：4个采用TO-92封装的78Lxx的并联电路，可代替单个采用TO-220封装的78Mxx电路。电阻R1到R4是必须的。这些电阻的实际阻值取决于稳压器的容差，稳压器的数量、以及每个稳压器的平均输出电流和输出电流。从这个角度看，是使用容差为±2%或更好的稳压器。在这个中可以使用标准的R1至R4均衡电阻计算过程。举例来说，如果我们并联使用两个输出电压为15V±2%的78L15稳压器，这两个稳压器的输出电压可能从14.7V至15.3V。在坏的情况下，个稳压器的输出是15.3V，另一个稳压器的输出是14.7V。我们希望两个稳压器的输出电流都在它们各自的电流以下，比如每个稳压器在100mA以下。如果均衡电阻阻值为10Ω，稳压器输出电流为100mA，那么个稳压器在输出电压为14.3V时将产生100mA电流，第二个稳压器输出同样14.3V电压时将在负载上产生40mA电流。(只是为了参考，我们可以认为15V±10%是从13.5V至16.5V，15V±5%是从14.25V至15.75V。)此外，个稳压器将产生更多的热量，其输出电压将因为输出电压具有负温度系数而下降。因此个稳压器将产生不到100mA的电流，第二个稳压器将产生超过40mA的电流。总之，两个稳压器将在14.3V或更高电压时产生至少140mA的电流。虽然两个稳压器没有相同的输出电流，但这不是问题，因为它们不会过载，而且我们使用的是比78M15体积更小、价格更低的稳压器78L15。另外一个优点是，如果其中一个稳压器因为某个原因出现了开路故障，那么另外一个稳压器还可以工作一段时间。本文小结这篇短文建议考虑使用多个并联的小功率晶体管或小功率稳压器或其它小功率元件代替需要额外散热器的单个大功率晶体管或大功率稳压器。当使用运放时这种并联方案更具优势。将多个运放并联起来使用有许多好处，还可以降低每个运放的功耗。这种方法也适用于线性稳压器，如78xx、79xx、LM317x、LM337x和类似器件。这种方法有极多优点，上面提到了一些，比如：*更容易组装更小、更便宜和更快的元件，*可以获得更好的组装力阻

随着软件无线电理论的日趋成熟，软件无线电技术越来越多地应用到军用或民用通信系统中。其中，数字下变频技术(DDC)是软件无线电中的技术之一。数字下变频工作在模拟前端输入模拟信号经模数转换之后，而在终端设备的数字信号处理之前，它主要用于实现将中频信号频谱变到零中频后，再对信号进行抽取，使采样速率变至后端数字信号处理单元所需要的处理速率。目前随着A/D变换越来越向射频前端发展，高速采样速率对后续的数字信号处理和整个系统的协调工作带来了越来越大的压力。为了解决高速采样的大数据量与现有DSP器件处理能力之间很难匹配的问题，设计了一种基于多相滤波的宽带数字下变频结构，将多相滤波下变频的并行结构应用到数字下变频器中，并在后续的混频模块中也采用并行混频的方式来实现，提高了实时处理速度。从原理分析和FPGA板卡验证两方面对该设计方案进行了验证，均证明本文经过多相滤波数字下变频处理后的数据速率能满足现有DSP器件处理能力的要求。1基于多相滤波的宽带正交数字下变频技术1．1带通采样定理带通采样定理：设一个频率带限信号x(t)，其频带限制在(fL,fH)这一范围，如果采样频率满足fS满足：式中，n取能满足fS≥2(fH-fL)=2B的正整数，则用fS进行等间隔采样所得到的信号采样值x(nTS)能准确地确定原信号x(t)。显然，当fL=0且fH=B时，选择n=0，式(1)就是Nyquist低通采样定理，它是带通采样的一种特殊情况。在实际的数字接收机中，信号的带宽B一般会远小于信号的频率，如果还是按照Nyquist采样率来设计，ADC的采样频率会很高，以至于很难实现，或者后处理的速度也满足不了要求。所以很自然地考虑用不丢失信息的带通采样定理实现。数字接收机输入的中频信号都是带通信号，接收机数字化通常在中频上进行，所以各种电子装备都可运用带通采样定理对模拟信号进行采样将其数字化。1．2正交数字下变频所谓数字混频正交变换实际上就是先对模拟信号x(t)通过采样器后形成数字序列x(n)，然后与2个正交本振序列cos(ω0n)和sin(ω0n)相乘，再通过数字低通滤波来实现。实现框图如图1所示。图1正交数字下变频结构图经过正交数字下变频后，采样率就可以降低了，因此低通滤波器后往往进行抽取操作。正交数字下变频可以实现IQ支路的平衡，为实现严格正交，通常需要进行IQ均衡处理，正交下变频方法在频率调制和相位调制应用中得到广泛的应用。1．3抽取器的多相滤波假设FIR数字滤波器的冲击响应为h(n)，则其Z变换的定义为将求和式展开并重写为：经过合并后可以写为：式(4)即为数字滤波器H(z)的多相滤波结构，并运用抽取器的等效关系，等效优化以后的多相滤波器结构如图2所示。多相滤波的实质可以看作按相位均分的关系把数字滤波器的转移函数H(z)分解成若干个不同相位的组，形成多个分支，在每个分支上实现滤波。这样做的目的就是用其分支上阶数较少的滤波来实现原来阶数很大的H(z)的滤波。这样做的意义在于工程上易于实现，能高效地进行实时信号的处理。2FPGA实现设计2．1系统设计天线接收的信号经过射频前端处理后，将信号混频滤波降至中频1000MHz，带宽为200MHz。由于信号的带宽为200MHz，可以考虑带通采样，将公式1中的n取值为2，计算出采样率为800MHz。数字处理部分要求能将200MHz带宽内任意100MHz带宽信号变为零中频，传送给DSP进行信号分析。采样器传输过来的数据是两路DDR形式，首先对接收进FPGA的采样数据流进行解DDR操作，变成了4路200MHz数据流。2．2变频高采样率的数据流在FPGA内运算相当消耗资源，所以对于宽带信号的FPGA处理来说，如果能降低运算量，那将是非常有意义的。考虑到用800MHz采样率采一个中频为1000MHz的信号，相当于信号数字频率为200MHz。如果首先将这个信号的中频搬移到零频，那么数字低通滤波器的设计带宽就是信号带宽的一半，这样就可以将采样率降低一半再进行后续处理。对于800MHz的采样率来产生一个200MHz的下变频的本振信号，一个周期刚好采4个数据点，可以采用一种特殊相位关系的DDS序列，余弦序列值分别取1、0、-1和0，正弦序列值分别取0、1、0和-1，那么这个下变频就变得十分简单明了，对于取0的支路来说，后续就不需要计算了；对于取1的支路，相当于数据延迟一拍；对于取-1的支路，就相当于数据取反后加1的操作。这种特殊相位关系的下变频处理几乎不消耗FPGA内部资源，而且不引入变频后产生的杂散。2．3多相滤波的FPGA实现考虑到在实现规模较大电路的资源消耗和系统的稳定性因素，稳妥起见将变频后的4路200MHz数据分解为8路100MHz进行后续处理，实际上经过变频后的IQ数据里面有一半都是零，这些支路后续的滤波处理就不需要计算了，节省一半资源。8路子数据流为X0、X1、X2、X3、X4、X5、X6和X7，对滤波器转移函数日进行分解，经过八相分解后的子滤波器分别为H0、H1、H2、H3、H4、H5、H6和H7，通过分解可以得到输出信号与输入信号之间的关系表达式：因为多相滤波后信号频谱宽度减少一半，可以对数据进行两倍抽取操作，所以数据选择其中一半的多相子数据支路即可，又节省了一半资源。这里选择偶数支路的输出Y1、Y3、Y5、Y7并考虑到变频本振DDS余弦序列的偶数值为0，正弦序列的奇数值为0，经过化简后的同相支路的多相表达式为：经过化简后的正交支路的多相表达式为：2．4二次变频如果要处理的信号是200MHz带宽中心的100MHz带宽的话，则经过变频和多相滤波后的信号就能满足要求，如果后续处理信号的带宽包含两边的各50MHz的信号的话，就必须再加上第二级的数字变频操作才能满足系统的要求，经过多相滤波后的数据流是4路100MHz的正交数据。在这里，二次变频DDS本振的输出表现形式也是4路并行的正交载波数据，只需要将4个支路的子数据流与4个支路的复载波进行复乘即可。在FPGA的实现过程中，分别例化4个相位的DDS本振核，然后写入相同的相位累加字和不同的初始相位值就完成了对多相复本振IP核的配置。3试验仿真与工程验证本系统的FPGA程序开发使用了XILINX公司的ISE12．4硬件开发工具。FPGA选择V6系列的V6SX315T芯片。系统采用VHDL语言编程的方式实现。系统采样率为800MHz，输入AD采样器的模拟信号中频为1000MHz，带宽200MHz。原型低通滤波器设计采用Matlab辅助设计，选择滤波器设计工具，滤波器归一化通带为0．25，阻带为0．42，阶数为48阶，带外抑制为60dB。以下用一个单音信号验证功能。信号频点为960MHz，经过变频后和频信号为1160MHz，差频信号为760MHz，其所对应的数字频率分别为360MHz和40MHz，其中选择差频40MHz为所保留信号，如图3所示差频与和频有60dB的滤波器抑制，通过多相DDS将频谱再向上搬移20MHz，则所保留信号的频率为60MHz，两次变频后的结果如图3所示。图3两次变频后的信号频谱如果采用传统的多相滤波结构实现宽带数字下变频结构，8个滤波支路都要进行计算，那么乘法器将多消耗一倍为768个DSP48E。采用本文所介绍的方法消耗384个DSP48E，FPGA内部资源量可以大量节省。4结束语介绍了一种基于FPGA设计的宽带数字正交下变频器的实现方法，经实际上板测试证明，FPGA电路运行状态稳定可靠。介绍了带通采样定理和正交数字下变频原理，从理论上推导了抽取器的多相滤波的数学模型，结合FPGA的实现特点，运用两次变频和多相滤波的方式，完成了宽带频谱的搬移，采用并行处理的方式提高了处理的实时性，通过多相滤波的高效结构减少了运算量，节省了大量的FPGA资源，降低了板卡的功耗，具有较强的工程可实现性。来源：维库电子市场网

移动互联网时代的到来，高清多媒体视频的普及，3D大型手机游戏对的出现，单核嵌入式硬件平台已经难以满足复杂的实际计算需求。而异构多核处理器在视频编解码运算上具有强大的优势，已经成为了嵌入式处理器架构发展的趋势。目前普遍高清视频编解码都采用异构多核处理器内的DSP进行协同处理，通过片上通信机制实现核间多媒体数据传输。DSP相比软解码在速度和性能上得到了一定的提升，如DaVinci平台内置DSP能够实现720P视频实时解码。但DSP运行时需要对信箱以及DMA进行配置，占用较多的片上通信带宽，导致核间通信效率不高，同时DSP编解码效率和硬编解码器相比仍偏低。为了进一步提高全高清H264编解码性能，本文采用TISocOMAP4430异构多核处理器作为处理平台，其不同在于内置双核Cortex-A9强劲处理器、双核Cortex-M3协处理器及IVA-HD多媒体硬编解码加速引擎。IVA-HD引擎内部有7个针对各种视频编解码而设计的加速引擎，每个加速引擎拥有独立的数据存储器，可以在上降低模块间因为读写数据造成的竞争。同时采用virtio缓存队列和RPMsg消息框架来实现基于异步通知的主处理核A9与协处理核M3间数据通信，具有大数据通信效率高、异步通知、等优点。OMAP4430处理器内部的Cortex-A9双核处理器将运行嵌入式操作系统Linux，负责系统工作任务的调度、音频解码、用户界面交互，而其内部的Cortex-M3将充当辅助处理核，管理IVA-HD加速引擎完成解码任务，用实例验证本次设计的正确性。1主要技术1.1virtio缓存队列Virtio是半虚拟化hypervisor中位于设备之上的抽象层,为异构多核间数据通信提供了层的实现。它使用了两个基于异步通知的缓存队列(一个用于向协处理核发送数据，一个用于从协处理核接收数据）和散列表用于与远程异构处理器进行数据通信。每个缓存队列多包含有512个缓存，每个缓存的大小限制在512字节以内，缓冲池里面存放着通信数据。为了减少共享内存，采用环形散列表，散列表每个表项包括了缓存的物理地址和缓存的大小，散列表存放在内存特定地址中，主处理核与协处理核基于互斥机制的共享内存方式进行访问，如图1所示：图1异构多核间访问virtio缓存池示意图采用共享环形散列表进行异构处理核间数据通信的好处主要有几个方面:1)采用散列表表项表示数据缓存可以减小共享内存区域的大小，提高系统内存使用率，同时允许变长数据传输。2)采用中断方式通知目的处理器散列表的变化，减少了处理器盲目等待时间，提高了处理器的利用率3)允许同时传输多个缓存数据，提高了系统通信的吞吐率1.2RPMsg消息框架RPMsg(RemoteprocessorMessaging)是一个基于virtio技术的用于处理器核间数据通信的消息框架,提供协处理核上电复位管理、消息通信等功能。1.2.1协处理核复位管理主要负责加载程序执行体到协处理核的运行内存中、设置负责虚拟地址映射到物理地址MMU单元，当协处理核遇段错误或内部代码异常时，需要输出直观的出错信息并且提供了恢复机制使得协处理核可以重新使用。1.2.2消息通信RPMsg消息框架是基于virtio缓存队列实现的主处理核和协处理核间进行消息通信框架，RPMsg向系统注册了一条消息总线，并为每个M3协处理核创建相应的总线设备，而多个客户端驱动程序也注册在该消息总线上并分配一个本地地址端口src和远程地址端口dst，当客户端驱动需要发送消息时，会把消息封装成virtio缓存并添加到缓存队列中以完成消息的发送,当消息总线接收到协处理器送到的消息时会根据消息地址端口dst合理的派送给客户驱动程序进行处理。其示意图如图2所示：图2RPMsg消息总线工作示意图1.3IVA-HD加速引擎H.264/MPEG-4Part10是由ITU-T视频编码组和ISO/IEC运动图像组(MPEG)联合提出的高度压缩数字视频编解码器标准，被广泛应用于网络流媒体资源、HDTV等方面。与之前MPEG4、H263等标准相比,H.264具有低码率、高画质、高压缩率和高可靠性等特点,适用于干扰严重、丢包率高的信道中传输。H264解码流程如图3所示，解码器从网络抽象层NAL中接收输入的数据帧，进过熵解码、重新排列后得到量化系数矩阵X，量化系数矩阵在经过反量化和空间变换后得到计算残差Dn，同时通过运动补偿和帧间预测或帧内预测得到预测快Pn,将Pn和Dn相加结果uFn经过环路滤波得到输出缓存图像Fn。图3H264解码器工作流程IVA-HD引擎是针对嵌入式平台进行多媒体编解码加速而设计的第三代硬件加速引擎，其支持H264、MPEG4、MPEG2、H263等常见的视频编解码标准。为了释放CPU，让其更有效的进行数据准备和逻辑功能控制，IVA-HD集成了7个硬件加速引擎，他们和H264解码各个功能模块所对应关系在图3中用虚线框表示，其中加速引擎名称core1-5所对应的模块功能分别是:熵解码、反量化和反变换、环路滤波、帧内预测、运动补偿。2系统设计全高清H264解码任务由主处理器Cortex-A9和协助处理器Cortex-M3共同完成，Cortex-A9主要负责从多媒体文件中或网络数据流中进行数据的读取、多媒体数据包过滤分离视频流和音频流、构建RPMsg控制消息进过virtio缓存封装发送给协处理核Cortex-M3以设置IVA-HD加速引擎的控制参数、向协处理器发送多媒体数据包进行H264解码、在协处理器完成解码任务后接收图像并通过DRMAPI及KMS模块绘制到屏幕上。平台上有两个Cortex-M3处理核，分为SysM3和AppM3,都运行TIBIOS实时操作系统，其中SysM3主要负责创建与Cortex-A9通信的virtio缓存队列，对程序执行流程和CPU负载情况进行记录，接收A9发过来的缓存数据并进行参数解析，同时根据缓存中dst参数分派缓存到AppM3的相应消息链表中。而AppM3协处理器则完成实际的解码工作，AppM3将通过运用于嵌入式平台的CodecEngine来完成对IVA-HD加速引擎的操作。AppM3将提取消息链表中消息请求相应设置IVA-HD加速引擎的状态和初始化参数，在进行实际解码时会通过CodecEngine来调用IVA-HD加速引擎来完成解码任务并将解码结果通过缓存队列发送回Cortex-A9处理器。整个系统解码的框架图如图4所示：3系统实现3.1Cortex-A9软件实现Cortex-A9运行Linux操作系统，包括内核模块omapdce.ko和virtio缓存、RPMsg总线驱动程序设计和ffmpeg多媒体库及DRM显示接口调用.3.1.1virtio缓存队列实现Virtio缓存队列以共享散列表的方式和协处理器进行数据通信，通过中断方式通知对方散列表的添加,包括以下几个方面：1)Irq_require()注册中断函数，Register_bus_type(“virtio”)向系统注册virtio总线2)Regsiter_virtio_driver(&virtio_driver)向virtio总线注册一个驱动客户端,用于创建向RPMsg总线注册的设备。3)系统在发现协处理器后将通过register_virtio_device(&virtio_device)向virtio总线注册一个设备，设备内部含有创建virtio缓存队列的函数指针4)virtio_bus->match(&virtio_device,&virtio_driver)函数将匹配virtio_driver与virtio_device是否合适，如果匹配成功,virtio_driver->probe(virtio_device)来创建send_virqueue、recv_virqueue及注册到RPMsg的rpmsg_device,。这样virtio缓存队列就和RPMsg总线联系在一起。3.1.2RPMsg消息框架实现RPMsg总线将挂载许多rpmsg_driver和rpmsg_device，和rpmsg_driver都有本地端口src和目的端口dst属性，每次发送消息时会调用rpmsg_send((void*)data,src,dst)将消息添加到virtio的缓存队列中，而当消息msg达到RPMsg总线时，总线把msg分配给dst属性和msg->dst相同的rpmsg_driver，并调用rpmsg_driver->callback()进行消息处理。3.1.3omapdce.ko驱动模块的实现Omapdce.ko模块将作为一个RPMsgdriver，其实现了应用程序引擎相关API的内核实现，主要包括ioctl_engine_open()、ioctl_viddec_create(),ioctl_viddec_control()、ioctl_viddec_process()，他们提供了应用APIengine_open、viddec_create()、viddec_control()、viddec_process()的驱动实现，这些驱动函数将调用RPMsg总线rpmsg_send()、rpmsg_recv()与协处理器进行消息通信以完成工作任务。3.1.4解码应用viddectest实现H264解码应用程序viddectest的工作主要分为以下几个方面1)Linux显示接口DRM初始化，通过Drmopen()函数打开/dev/dri/card0设备文件,获取设备资源drmModeGetResources()，创建帧缓存drmModeAddFB2()及设置输出分辨率及模式drmModeSetCrtc()2)FFmpeg媒体库的调用，通过AVOpenStreamFile()打开多媒体文件，AVFindStream()分离出音频流和视流，然后依次通过AVGetPacket()读取视频流数据包送去解码器进行解码。3)加速引擎初始化和利用消息总线进行解码数据通信，通过Engine_open()打开H264解码引擎，Viddec3_create()创建一个解码实例对象，Viddec3_control()设置解码所需的参数，Viddec3_process()将用RPMsg消息总线送出解码数据流并接收解码后的图像缓存数据，其流程图如图5所示:3.2Cortex-M3软件实现双核Cortex-M3运行TIBIOS实时操作系统，负责与主处理核的vir

多年以前，当我第一次拿着使用锂离子电池供电的数码相机去北京八达岭长城游玩的时候，只照了几张相片以后相机就不能工作了，查看信息是说电池没有电了。当时的北京城里还比较暖和，八达岭则已经下雪，而我还没有了解过锂离子电池的特性，所以遇到这样的状况时会很茫然，现在我知道是低温下的锂离子电池放不出电来了。类似的状况去年春节的时候又遇到一次，当时我住在龙岗，突然发现自己的iPad不工作了，给它充电也没有任何反应，后来到了一间有空调的房间，iPad的工作又恢复了正常，这时候才意识到是iPad在低温下有禁止电池工作的功能，而当时恰好遇到了深圳76年来第一次下雪的状况。我们在给手机充电的时候，常常会觉得手机很热，所以，我们都认为充电时电池会发热，但事实可能不完全是这样的。要判断充电过程是否会让电池发热，可以把电池置于真空绝热环境之中再给它充电，其间再将电池的热功率或是温度变化过程记录下来，我们就可以看到电池是在放热还是吸热了。上图摘录自一份锂离子电池热特性研究报告（研究生的研究项目），研究中的电池本来已被充满，然后被放电36分钟以后开始被充电，上图记录的是它被充电过程中的热功率和时间之间的关系，负值代表电池在吸热，因而表现为温度降低；正值代表电池在放热，因而表现为温度升高。由于电池处于真空绝热环境之下，所以没有外来热量影响它，它的热量也不能传递到外面，吸热或是放热的反应只能影响其温度，对外界环境则没有影响，也不受外界环境的影响。上图所记录的大部分时间里电池都处于吸热状态，这已经足以让我们得到结论：充电的过程是锂离子电池吸热的过程。由这个结论，我们可以知道充电可以使锂离子电池的温度降低，但是很显然，这与我们平常的体验不一致，因为我们都有给手机充电时手机温度升高的经验，我们会天然地觉得充电会使电池温度升高，而且上图中也有一部分时间里的电池是处于放热状态的，其中的认知冲突到底出现在哪里呢？实际上，在上述电池充电的热功率测试中，锂离子电池处于恒流充电的时间非常短暂，只有大约10分钟，这个阶段让它进入了发热状态，以后就进入恒压充电阶段了。恒压充电阶段的充电电流是逐渐降低的，这是我们在了解锂离子电池的充电特性时就已经知道了的。从电池的电压源加电阻的电路模型上来看，造成恒压充电阶段电流逐渐降低的原因是外部电压与电池理想部分的电压差落在电池内阻上形成的，而该内阻会随着温度、电池充满程度、电流大小以及使用时间的长短而发生变化。充电过程只是在对理想电压源进行充电，这个过程对于电池来说是个吸热过程，但电流流过内阻的时候却会发热，最后它对外表现出来的热功率是正是负，就看这两者之间的数量关系了。大多数情况下我们看到的都是电池在发热，基本上来说就是充电电流太大了，它流过内阻时生成的热超过了充电吸取的热，所以表现出温度升高的现象。在上面的充电时间与热功率的关系图中，随着恒压充电的时间越来越长，充电的吸热反应和内阻造成的发热反应就越来越均衡，并以吸热反应为主，所以记录下来的热功率就比较平稳了。温度对锂离子电池特性的影响是巨大的。一般而言，温度越高，锂离子电池内部物质的活性就越大，电池的内阻会比较低，充放电的反应过程也越容易进行，但是在温度高到一定的程度时就很容易出现热失控的问题，有些物质会发生气化现象，严重的时候还会出现鼓胀甚至爆炸等严重的状况。在充电过程中，原来位于阳极中的锂离子会脱离阳极，它们在穿过隔膜和电解质以后到达阴极并嵌入到阴极中去，它所缺少的一个电子会在这里得到补充，使之被还原成为锂原子。如果充电电流比较大，有的锂离子可能在没有进入阴极时就被转化成了锂原子，它们就会在阴极表面堆积起来，堆积起来的锂常常形成树枝状的晶体，随着这些“树枝”的生长，最终可能刺破隔膜并造成阴极与阳极之间的短路，这样就会有大电流通过它，而很高的热量也会在这里生起，从而使上面提到的危险状况更容易出现。温度较低的时候，锂离子电池内部物质的活性下降，内阻增大，因而通过大电流时会在内阻上形成比较大的压降，造成电池电压与外显电压之间的比较大的压差，给充放电特性都带来影响。考虑到大电流会在内阻上形成比较高的发热量，会提升电池温度，对充放电过程会比较有利，但由于低温下的物质活性的降低，大电流对材料结构的破坏显然会高于正常温度下带来的影响，所以低温下的大电流充电和放电都是不被推荐的。我们在说到锂离子电池充电IC的特性的时候，常常会说某某器件符合JEITA规范的要求，这个JEITA规范到底在说什么呢？比我们前面介绍过的RT9466集成度还要高、已经支持直充应用的RT9468在涉及这个问题时是这样说的：实际上，JEITA是JapanElectronicsandInformationTechnologyIndustriesAssociation的缩写，由于市场上使用锂离子电池的产品在2006年多次出现因电池导致的火灾事故，JEITA与日本电池协会一起于2007年4月20日发布了一份名为《AGuidetotheSafeUseofSecondaryLithiumIonBatteriesinNotebook-typePersonalComputers》的文件，描述了二次锂离子电池单元及其系统在设计和评估过程中确保更高安全性的方法，内容涉及电芯、电池模组和PC系统。按照其指引，充电系统在为锂离子电池充电时应在电池温度较高或较低时主动将充电电压和充电电流降低以保护电池。所以，当说一款充电IC支持JEITA规范的时候，实际上是在说它会随着温度的不同而调整充电电压和电流。在JEITA规范的实际实施中，通常采用外置的热敏电阻去感知电池的温度，其电阻在温度的作用下发生相应的改变，与它一起构成的电阻网络就会把适当的电压信号提供给IC，IC内部再设定几个电压比较器，这样就可以识别出电池所处的温度区间，再用此信息去实施相应的电压、电流调整就可以了。在上面的RT9468应用电路图中，由红线框起来的几个元件即是测温电阻网络。其中的NTC热敏电阻用黑色线和电池框在一起，这表示它需要和电池紧密接触，以便能够比较准确地测量其体温。另外的两只电阻则是用来对NTC热敏电阻所生成的信号进行校正的，以便实际的应用中可以选用不同规格的NTC热敏电阻。为电阻网络供电的REGN是由IC自身生成的比较稳定的电压，TS_BAT端子是IC的温度测量端子，它所检测的是电压信号。IC内部的几个比较器的参考电压是按照它们与REGN电压的一定比例来设定的，应用中需要利用其数据和NTC热敏电阻在不同温度下的电阻数据一起来进行匹配电阻网络的参数计算，相关的计算方法在规格书中都有提供，需要了解的可以去阅读规格书（点击文末的“阅读原文”即可找到）。对于RT9468来说，对JEITA规范的支持是一个可选项。支持以后的各温度区间的充电电流是不同的，充电电压也是有变化的。这些设定都可通过在内部寄存器中写入数据来完成，该寄存器的定义如下表所示：当该寄存器的JEITA_EN被置为1时，JEITA规范即被支持。当其他几个位都被设定为0时，温度较高和较低期间的充电电流即为正常充电电流的50%，而充电电压则降低0.2V，而该寄存器被复位以后的初始数据即为上述数据，所以在你不对该寄存器做设定时，JEITA规范就是被支持的，充电电流在较冷和较热时都会自动降低一半，充电电压也自动降低0.2V，从而保证了最佳的安全性。现实生活中，我们常常见到使用移动电源对手机充电的人将手机和移动电源叠放在一起，有时候还是叠在一起以后放入包里，读了此文以后，你对此现象会有什么看法呢？真希望此文也能帮助到他们，让他们能从错误的方法中逃离出来。转载自RichtekTechnology。

1.引言在民用飞机飞行试验中，为了保证图像测试数据的准确可靠，机上图像测试系统中不同测试设备时间需要严格的统一。原子钟是一种非常稳定的时钟源，可以提供的时间信息用于时间同步。但是在机载环境下，安装空间狭小，安装位置受限，无法使用原子钟作为时钟源。使用导航卫星对机载高速摄像机进行时间同步，可以满足图像测试系统对时间同步的要求。随着我国北斗二代卫星导航系统一期组网完成和接口控制文件的公布，北斗卫星导航系统开始向亚太大部分地区正式提供连续无源定位、导航、授时等服务，本文研究了使用北斗卫星导航系统对机载高速摄像机进行时间同步的技术，设计了基于北斗卫星系统的机载高速摄像机时间同步器。2.时间同步技术方案目前绝大多数机载高速摄像机外部同步时间输入都支持IRIG-B码，时间同步器接收北斗卫星时间信息，将卫星发送的UTC时间编码转换为IRIG-B时间码需要的格式，并产生IRIG-B时间码的波形输出，IRIG-B时间码的起始位置必须和整秒的起始位置严格对齐。同步器内部逻辑框图如下图：图1时间同步器方案框图UM220-T接收北斗二代卫星时间信息，将时间信息以NMEA-0183语句输出至STM32，STM32将解码UTC时间，将其编码为IRIG-B需要的时间信息，通过串行总线送入FPGA中，同时STM32通过SPI接口控制OLED显示屏，实时显示当前定位状态和时间信息。FPGA将接收的时间信息编码为IRIG-B(DC)码和IRIG-B(AC)码输出，由于FPGA输出的IRIG-B(AC)码实际上为IRIG-B(AC)码的数字信号，需要通过高速DA转换以及运放信号调理来实现将数字IRIG-B(AC)码转换成模拟信号用于机载高速摄像机时间同步。2.1UM220-T北斗卫星接收模块UM220-T模块是针对授时应用领域推出的北斗/GPS双系统精密授时产品,支持静态授时，单星授时，集成度高、功耗低，适合北斗授时领域的应用。采用先进的多路径抑制技术，以及优化的授时算法，提供的1PPS输出。创新的多系统融合开放式架构，保证不同系统的可用卫星均可参与联合定位、授时，提高可靠性，保障长时间连续可靠的授时输出。支持单星授时功能，在仅有一颗可见卫星时，仍能保持、稳定的1PPS输出。2.2STM32微控制器STM32系列32位微控制器使用来ARM公司设计的Cortex-M3内核，该内核是专门设计于满足集高性能、低功耗、实时应用的嵌入式领域的要求。Cortex-M3相比以往的微控制器在系统结构上进行了增强，使用的Thumb-2指令集带来了更高的指令效率和更强的性能；紧耦合的嵌套矢量中断控制器，对中断事件的响应比以往更迅速。时间同步器设计方案中使用STM32完成接收UM220-T发送的时间信息，从中解码出当前UTC时间，将其转换为标准的IRIG-B时间后通过自定义串行输出口输出至FPGA，同时STM32还负责驱动OLED显示屏，实时的显示当前的定位状态和时间信息，方案设计中还增加了实时时钟芯片(RTC)，以便于在收星条件不好时，为测试系统提供一个参考时间。设计中使用的STM32F103RB具有扩展工业级的工作温度范围，可达72MHz的主频，可以实现在将UTC时间编码为IRIG-B时间的同时完成驱动OLED显示屏的功能。2.3FPGA芯片实现IRIG-B编码当前绝大多数机载高速摄像机都支持使用IRIG-B进行时间同步，IRIG是美国靶场仪器组的简称。IRIG时间标准有两大类：一类是并行时间码格式，这类码由于是并行格式，传输距离较近，且是二进制，因此远不如串行格式广泛；另一类是串行时间码，共有六种格式，即A、B、D、E、G、H。它们的主要差别是时间码的帧速率不同，IRIG-B即为其中的B型码。B型码的时帧速率为1帧/S。北斗时间同步器设计中使用FPGA直接数字频率合成技术实现时间信息的IRIG-B码型产生。直接数字频率合成(DDS)是一种全数字化的频率合成器，由相位累加器、波形ROM、D/A转换器和低通滤波器构成，它具有频率分辨率高、频率切换快、频率切换时相位连续等优点。3时间同步器设计3.1硬件电路设计3.1.1供电部分电路同步器内部设计中UM220-T、STM32、RTC供电电压为3.3V，FPGA的IO供电电压为3.3V，FPGA内核以及PLL供电电压为1.2V，高速DA运放供电为±5V，机上电源提供28V供电，故需要将28V电压转换为各个部分需要的电压，设计中采用北京新雷能科技有限公司生产的DPB16-24D5-5EB电源，它具有18~36V的宽范围输入电压，输出±5V。通过LM1085-3.3的LDO芯片，将5V电压降压得到3.3V电压。此芯片电流支持到3A。再通过AMS1117-1.2获取1.2V电压，由于1.2V电压是提供给FPGA内核的工作电压，以及FPGA内部PLL的工作电压，1.2V电压的纯净程度要求比较高，需采用钽电容滤波，设计中电源输入部分还加入了SS14二极管反接保护电路。图2电源供电部分设计电路3.1.2FPGA编码部分电路FPGA使用EP2C5T144I8主要实现IRIG-B时间同步码的编码工作，STM32将解码到的时间信息编码成天、时、分、秒的8421码，在数据有效脉冲的使能下将数据送入FPGA，FPGA检测秒脉冲(PPS)的上升沿，在秒脉冲的上升沿开始时开始一整秒B码时间数据的发送。本设计FPGA将数据编码输出的数据为12位的并行数字信号，需要使用DA信号将并行的数字信号转换成模拟信号，本设计中我们选用美信公司的MAX7541，它具有0.6us的转换时间和12位的分辨率，MAX7541输出数据经运OPA690放信号调理和阻抗变换后产生标准的IRIG-B(AC)码。IRIG-B(AC)码实际上是用IRIG-B(DC)码对标准正弦波载频进行幅度调制，标准正弦波载频的频率与码元速率严格相关，一般为码元速率的十倍。B码的标准正弦波载频频率为1KHz。同时，其正交过零点与所调制格式码元的前沿相符合，标准的调制比为10:3。正弦波的产生是采用FPGA来产生的，利用Quartus自带的LMP模块来进行ROM建模，存储了256个点的SIN函数的波形值，首先计算256个SIN函数的值。由于点数比较多，我们利用MATLAB工具产生一个完整周期的SIN函数的256个点的值。由于FPGA处理整数相对简单因此需要对SIN函数值进行整数化。3.1.3STM32编解码显示电路STM32解码UM220-T的输出的NMEA-0183语句，从中解算出当前的UTC时间，将其编码后送入FPGA，STM32通过I2C接口与RTC时钟芯片SD2400通信，提供当无法接收卫星时间时的参考时间输出。OLED显示技术作为下一代显示，由于OLED显示屏为全固态器件，因此具有高低温范围宽，抗震特性好的特点。本设计中采用的并行接口驱动OLED显示，完成时间、定位状态的显示功能。STM32接口电路如下图所示：图4OLED显示驱动电路3.2软件程序设计3.2.1NMEA-0183解码NMEA0183是美国国家海洋电子协会(NationalMarineElectronicsAssociation)为海用电子设备制定的标准格式.目前业已成了GPS导航设备统一的RTCM(RadioTechnicalCommissionforMaritimeservices)标准协议。NMEA-0183常用命令如下表所示：每条语句都有固定的格式，输出的各个参数之间使用逗号隔开。UM220-T北斗卫星接收模块也使用这些标准语句进行导航数据的输出。本设计主要用于时间同步，所以仅需要对数据中的时间信息解码，因此仅需要对GPRMC语句中的定位状态进行解码。STM32F103RCT6先在内存中开辟两块缓冲区A和B，使用中断模式接收到UM220-T发送的数据，当接收到$符号表示数据帧开始，接下来将数据存入在内存中开辟的数据缓冲区A中，当接收到回车换行符表示一条数据帧接收完成，置A区数据完成标志位，等待下一帧数据到来时采用同样的方式存入数据缓冲区B。当主程序检测到缓冲区接收完成标志位置位时，从缓冲区中取出数据完成数据解码[6]，解算出当前UTC时间，清空数据缓冲区和标志位，将时间信息编码成串行数据送入FPGA中，编码时需要注意闰年B码天数的处理，主程序实现的流程图如下图：图5NMEA-0183数据解码程序流程图3.2.2FPGA实现IRIG-B时间码IRIG-B码是每秒一帧的时间串码，每个码元宽度为10ms，一个时帧周期包括100个码元，为脉宽编码。码元的“准时”参考点是其脉冲前沿，每一帧的参考标志由一个位置识别标志和相邻的参考码元组成，其宽度为8ms；每10个码元有一个位置识别标志：P1,P2,P3，…，P9,P0，它们均为8ms宽度；二进制"1"和"0"的脉宽为5ms和2ms。使用Verilog语言进行编码逻辑的设计，首先根据STM32输出的时间，产生相应的IRIG-B(DC)码，再使用DC码调制正弦载波，产生AC码信号，运放调理电路实现对DA输出的信号低通滤波以及分配为多路的功能。4实验结果与应用为了验证北斗时间同步器时间同步，课题组将北斗时间同步器输出的波形与中国科学院国家授时中心的标准时码发生器进行了对比实验，实验结果表明北斗时间同步器的同步很高，满足设计要求，对比实验结果如下图所示。图6与标准时码发生器时序对比课题组将北斗

通过较高的输入电压来调节LED中的电流，有效的方法是使用一个同步降压稳压器。这可以通过一个集成场效应晶体管(FET)，峰值电流模式控制器轻松实现。在峰值电流模式控制中，COMP电压（经常被称作误差信号），直接控制峰值电感器电流。这使得电感器表现为一个电流源，其原因是他的阻抗变化对于电流幅值的影响很小。使用一个诸如TPS54218的峰值电流模式控制器的主要优势是这种器件几乎消除了由控制环路增益造成的电感器频率响应。下面的方框图详细展示了一个同步降压转换器，其中的LED和感测电阻器与电感器串联。在这个应用中，电感器的全纹波电流流经LED。如果需要较少的纹波电流，只需增加电感值或将一个电容器与LED并联即可。无论输出电容器存在与否，重要的一点是使电流感测电阻器与电感器电流串联。将其用作反馈元件能够使控制器的功率级增益相对扁平且使补偿变得简单。在电压模式功率级增益中常常见到的，并且由电感器和输出电容器（或者LED的ac阻抗）设定的主极点消失了。电流模式控制和电流调节的组合就好像施了魔法一样！为了减少功率耗散并保持高效率，一个增益块被添加到感测电阻器的信号上。通过改变Vcontrol信号电平，电阻分压器R1/R2可实现对LED电流的外部调节。对于一个典型转换器，通常在COMP引脚与Vsense输入之间测量功率级增益，并且将内部误差放大器排除在外。在下面的电路中，这是感测电阻器到COMP，增益块，和R1/R2分压器的增益和。下面标记为Vsense的曲线图显示了对这些总增益的仿真。由于使用了电流反馈和电流模式控制，在响应与频率的关系方面没有什么变化。在没有增益块和R1/R2分压器的情况下也可实现相似的响应。如果将感测电阻器放置在LED的接地一侧，并且他的电流感测信号被直接接至Vsense，也有可能实现。要计算环路增益，只需要知道内部误差放大器响应，并与功率级增益，Vsense，相加即可。由于TPS54218的内部误差放大器是一款转导放大器，gm的值为225uS(V/A)，所以补偿需要的只是COMP与接地之间的一个电容器。得到的总环路增益(V_COMP)与下方绘出的内容相似。在选择电容值方面，首先选择必要的误差放大器增益来获得所需带宽。然后用以下方程式来计算电容器的值，其中gainBW是选中的交叉频率上所需的误差放大器增益（单位dB）。或者，误差放大器增益可通过将他的gm除以目标频率上的电容器阻抗来确定。稳流电流模式控制通过消除功率级中的主极点使控制环路的稳定变得简单，并且减少了补偿组件的数量。需牢记的是，这是环路增益的一阶近似值，并且斜坡补偿会在功率级中引入一个极点，这会在较高频率时使功率级增益滚降。所以不要将带宽推得太高，而要一直在实验室中验证结果。来源：维库电子市场网

锂离子电池的可用电压范围一般位于2.5V~4.3V之间，磷酸铁锂离子电池的可用电压范围则要低些（2V~3.6V），如果采用2~3节碱性电池为应用供电，可用电压范围的最低端就可以延伸到大约1.8V，对于这些应用环境中的升压要求，RT4813可能就是最佳的选择之一：它的功能是升压，输入电压范围在1.8V~5.5V之间，输出电压范围也与此相同，而电流负载能力则确保其最大值至少为3.1A，这个数据是在3.6V转5V的情况下给出来的，相信可以满足很多应用的需求。作为一款同步架构的Boost转换器，RT4813的应用电路非常简洁：而丰富的特性则隐藏在此简单的表象之下，值得我们花些时间来对其进行解读。RT4813的控制模式RT4813的控制模式是CMCOT，换成中文来解释，意即“电流模式+COT模式”。电流模式的特征是电感电流直接受到输出误差的控制，可以快速响应负载的电流需求变化，但是其响应过程需要受到固定时钟节拍的同步，这又降低了它的响应速度。COT是“固定导通时间”的意思，转换器的开关导通时间是固定的，截止时间则随着负载的变化而变化，只要输出电压的反馈部分低于参考电压，一次新的导通过程就可马上发生，输出电压的下降可以得到及时弥补，响应速度非常快，适合快速变化的负载的需要，轻载的效率还很高。CMCOT将这两种模式的特性结合在一起，好的地方得到加强，不足的地方得到弥补，只要输出电压低于设定电压，它对电感电流的要求就会提升；只要电感电流达不到要求的水平，新的导通过程就会及时发生，迅速把电感电流拉上去。如果一次导通过程还不够，短暂的截止时间以后又可开始第二次导通，直至满足负载需要为止。RT4813的启动过程Boost电路的启动过程是很难控制的，输入端和输出端间存在的压差会自然带来大电流冲击的结果，传统上来讲它是不可控的。为了解决此问题，RT4813导入了线性限流措施，它会在Vout对输出端的线性充电过程以输出电压的升高为成功的标志，待两处电压基本相当以后，RT4813即可进入软起动状态，以适当的速度把输出电压提升到设定好的目标电压，然后转入正常的工作状态。如果线性充电过程不成功（这很有可能是由于比较重的负载的存在造成的），RT4813将自动加入一次更大电流的线性充电过程。如果第二次充电仍然不成功，RT4813就会进入故障保护状态，等待用户介入解决问题。上述的线性充电过程和软启动过程都是有时间限制的，预设的目标必须在限定的时间内达成，超时以后就可以判定为故障了。关于这部分的做法，规格书用流程图对此进行了说明：而进入哪种状态的判断指标则列入如下所示的表格中：逐周期过流保护与输出平均电流限制CMCOT控制架构的电流检测点是位于续流管中的，此信号既会进入控制回路中，也将被用作限流电路的输入信号，此电流的增大或是减小完全取决于主开关的导通次数或是其时长的变化。无论是在软起动阶段还是正常的工作阶段，进入续流管中的电感电流都是有限制的，而软起动阶段的电流限制是可调的，正常工作阶段则是不可调的，它们的最大值是6A。不同的应用对Boost转换器输出电流能力的要求是不同的。对于确定的应用，输出电流的上限可以被很明确地确定下来，如果实际的负载超出了这一限制，很有可能就是有问题发生了。想想那些和连接器端口连接在一起的转换器输出可能遇到的问题，你就能知道输出电流的限制有多重要了。所以，对于输出电流的大小最好是有一个限制，这样就可以避免不当状况的发生带来意外的问题。RT4813对输出电流的限制可以在550mA~3100mA之间进行调节，而这种限制是对电流平均的限制，瞬时发生的大电流不在此限制中，可以包容负载的突然变化。当RT4813的负载发生大的阶跃变化时，短时的过流情况也可能发生，这时需要考虑此机制对瞬态响应过程的影响。RT4813的电磁兼容性改善措施以开关切换模式工作的Boost转换器存在电磁辐射问题是必然的，它们的来源有两个：陡峭的电流、电压切换过程和反复出现的电流、电压脉冲。通过降低开关切换的速度可以降低前者的影响，但也同时导致功率损耗的加大。以固定的频率和占空比出现的电流、电压脉冲含有固定的频谱分布，辐射能量就会在固定的频点上集中。通过改变频率和占空比可将辐射能量的分布平均化，从而带来降低辐射水平的效果。RT4813的开关驱动能力是可调的，其占空比也可以处于自动的微调状态中，因而可以达成降低辐射、频谱展宽的效果。下面的两幅图形是某测试板的展频模式未开时的辐射测试结果：我们可以看到某些地方的数据是不太令人满意的，而下面两图的数据就得到了改善，这是展频模式开启以后的效果：这些结果都是在输入电压为3.7V、负载功率为1W的条件下测得的。连续的两幅图形，前一幅为水平极化测试结果，后一幅为垂直极化测试结果。在实际的应用中，不同的PCB布局可以导致完全不同的辐射测试结果，良好的设计对于降低辐射、缩短调测时间和成本都具有极其重要的作用，希望你能在实际的工作中把重点放在这样的地方。RT4813的控制方法前文中反复提及RT4813的很多参数、模式都是可以选择的，要想实现这些选择，你需要使用具有I2C接口的MCU与之连接才可进行。有了这个基础以后，你就可以将代表指令的数据写入其内部寄存器中了，器件此后的运作将在新的参数下进行。如果你没有做这些工作，RT4813也会运作，但是以预先设定的参数进行的，你可以在规格书中找到这些预设值，同时也能看到参数、模式的调节方法。RT4813应用实例上面的电路简图是一个案例，RT4813被加入由RT1711和RT9485组成的移动电源方案中（移动电源应用也正是设计RT4813的初始目标），为以RT9485为核心的移动电源增添了一个符合USBType-C标准的双向接口，RT4813为其C型接口提供5V输出，RT1711则提供了完整的接口协议控制支持。我在过去的一年中一直使用这样的移动电源为我的出行服务，那是一台样机，但一直工作得非常好，下图是它实际的样子：转载自RichtekTechnology。