创客空间通常有数百种有价值的工具可供其成员使用。这些工具可以在房间之间以及项目之间导航。没有真正的好方法可以了解特定工具在特定时间的位置。在完成一个令人兴奋的项目的肾上腺素激增中，纸质签出系统经常被遗忘，并且您不能总是指望人们正确地收拾东西（尽管他们确实应该这样做！）。物品很容易放错地方和丢失，有时会持续数周！本文中包含的硬件和软件项目旨在提供一种经济实惠的方法来跟踪这些工具和其他有价值的项目。该解决方案使用远程超高频RFID技术来标记和监控物品。这个解决方案也可以在家里实施：如果需要的话，工作区、书房和车库（当然是在那个难以捉摸的菲利普的头螺丝刀上！！）。为了保持解决方案的价格合理，在部署实际监视器和天线时，大部分成本都是预先支付的。可以使用廉价的EPCGen2无源RFID贴纸、卡片或钥匙扣标记任意数量的单个物品。这意味着该解决方案可以经济有效地扩展。简而言之，多个RFID阅读器被部署到整个建筑的不同房间，并且根据房间大小，您甚至可以将多个阅读器部署到同一个房间。这些阅读器（在本文中也称为监视器）将收集带有监视器IP地址的特定标签的时间戳读数，并将这些数据提供给托管在Azure上的云WebApi服务。还提供了一个ASP.NETMVCWeb应用程序UI，允许消费者注册他们的RFID阅读器（监视器）和标签。Web应用程序还有一个清单屏幕，他们可以在其中查看项目的最后一个已知位置（基于提供最新读数的监视器的位置）以及该项目最新读数的时间戳。所需硬件-带有WindowsIoTCore的RaspberryPi2（每台显示器1个）-CP2102USB转UARTTTL转换模块（每台显示器1个）-CottonwoodUART远程UHFRFID阅读器板（每台显示器1个）-中远程UHFRFID天线（商业级圆形天线是最好的，在我的情况下，我不得不保持个人预算，所以这个概念验证使用8dbi定向天线）（每台显示器1个）-天线适配器电缆（每台显示器1个）-5VDC2A电源，带中心正极5.5x2.1mm桶形连接器（每台显示器1个-Cottonwood板需要自己的电源）-一系列UHFRFID标签（贴纸、卡片、钥匙扣）硬件设置硬件设置非常简单。首先拿起您的CP2102USB到UARTTTL转换模块并连接3根线：接地(GND)、TX和RX。连接以下电线：-CP2102GND到白杨木GND-CP2102TX到白杨木RX-CP2102RX到白杨木TX接下来将您的天线和5VDC/2A电源桶连接器连接到您的Cottonwood板上。将Cottonwood安装到您的RaspberryPi中就像将转换模块插入可用的USB端口一样简单。软件概述该解决方案由两部分组成。一个在线Web应用程序，允许用户注册他们的监视器和标签，以及一个WindowsIoT核心后台应用程序，负责读取标签并将数据发送到云（在线Web应用程序提供的WebApi服务）。用户需要做的第一件事是访问Web应用程序以注册他们的监视器和标签。注册显示器时，用户提供IP地址（我更喜欢MAC地址，但找不到在WindowsIoTCore中检索该地址的好方法）及其物理位置（最有可能是房间，如Den或车库）。然后，用户将注册他们的标签并描述与其关联的项目。Web界面还提供了一个Inventory视图，用户可以访问该视图以查看其物品的最后一个已知位置（基于提供读取的监视器）以及最后一次读取的时间戳。在这个项目中，RaspberryPi将在无头模式下运行，这意味着没有用户界面（尽管如果你将它部署到有头设备上不会有任何伤害）。将在Pi上运行以收集UHFRFID标签库存的应用程序的项目类型是WindowsIoTCore，后台应用程序类型。提供的源代码中包含一个RfidScanner解决方案（请参阅代码部分中的存储库，该解决方案中的代码内嵌了大量文档）。此解决方案包含两个单独的项目。首先，有一个通用应用程序类库(CottonwoodRfidReader.csproj)，其中包含用于简化Cottonwood板的通信和配置的Cottonwood类。此类包含打开或关闭天线、设置读取频率和执行标签库存扫描的方法。解决方案中的第二个项目是RfidScannerUniversalWindows后台应用程序项目。正是这个应用程序将使用上述Cottonwood类来扫描RFID标签并将信息发送到托管在Azure上的云WebApi服务。此服务的源代码可以在Tracker中找到。Web解决方案，它与我们之前审查过的监视器和项目管理网站一起部署（请参阅代码部分中的存储库）。RfidScanner项目使用串行通信，因此，如果您只使用部分代码，请确保在Package.appxmanifest文件中添加设备功能：将这一切汇集在一起​​！在我的概念验证中，我的书房中有一台显示器，在我的基于WindowsIoTCore的显示器的读取范围内有2个RFID贴纸。我在厨房安装了一个辅助监视器，以及一个RFID标签。我发现有点太晚了，我只有一个5VDC2A桶形电源适配器，所以我一次只能运行一个显示器。我已经通过Azure上托管的Web界面注册了我的显示器和3个贴纸标签。如果您对此项目有任何想法、意见或问题，请在下方留言。原文链接丨以上内容来源网络，如涉及侵权可联系删除。

VFO/RF发生器用于自制无线电设备，如直接转换和超外差接收器或火腿发射器。带有Si5351和Arduino的10kHz至120MHzVFO/RF发生器。这是一个VFO（可变频率振荡器）项目，用于自制设备，如直接转换和超外差接收器或火腿发射器。也可以用作射频/时钟发生器。特征：工作范围从10kHz到120MHz。调谐步长为1Hz、10Hz、1kHz、5kHz、10kHz和1MHz。中频(IF)偏移（+或-）可调（请参阅下面的注释）。用作自制超外差或直接转换无线电接收器的本地振荡器。用作HAM无线电发射器的VFO。用作简单的射频/时钟发生器，用于校准参考或时钟生成。适用于ArduinoUno、Nano和ProMini。使用常见的128x64I2COLEDSSD1306显示器和Si5351模块。I2C数据传输，只有2根线连接显示器/Si5351和arduino。频率产生的高稳定性和精度。简单但非常高效且免费。展示图片：行动中的VFO：我正在更新VFOSi5351代码，它将具有新功能：最大频率增加到225MHz、频段预设和频段指示、RX/TX功能、发生器功能以及用于测量的条形图。上面的视频显示了正在进行的工作。原理图/接线：指示：在ArduinoIDE上打开scketch，安装所有必需的库。选择首选项（见注释）并编译草图，然后将其加载到ArduinoNano、Uno或ProMini。按照原理图连接Arduino、显示器、Si5351模块、旋转编码器等。启动Arduino。旋转旋转编码器以调高或调低频率。按下编码器按钮可更改频率步进调谐。可用的步长是1Hz、10Hz、1kHz、5kHz、10kHz和1MHz。关于用户首选项的注意事项：-可以更改草图上的以下项目：#defineIF0：输入您的IF频率，例如：455=455kHz，10700=10.7MHz，0=直接转换接收器或射频发生器，“+”将加，“-”将减如果偏移。#defineFREQ_INIT7000000：在启动时输入您的初始频率，例如：7000000=7MHz，10000000=10MHz，840000=840kHz。#defineXT_CAL_F33000:Si5351校准系数，调整到精确到10MHz。增加这个值会降低频率，反之亦然。#definetunestepA0：如果需要，更改编码器按钮的引脚。如果您对此项目有任何想法、意见或问题，请在下方留言。原文链接丨以上内容来源网络，如涉及侵权可联系删除。

作为一名物理学专业的最后一年本科生，我相信实验室和实践实验与物理学等学科的理论一样重要。实验室课程和实验提供了切实的结果，通常比讲座更有效地帮助阐明概念。但是，由于全球大流行，我们已经一年多没有上过实验课了。大多数实验，尤其是在本科物理课程的最后一年，需要复杂、复杂且昂贵的仪器和设备。然而，在我们的课程中，分光镜实验引起了我的注意，我决定使用每个家庭都可以使用的材料构建一个低成本版本。我也对计算机科学领域很感兴趣，所以我决定使用网络摄像头制作一个数字版本的光谱仪，并创建一个程序来分析结果。继续创建您自己的DIY低成本光谱仪，如果您喜欢该项目并决定构建您自己的版本，请放下最喜欢的并关注此页面。我很想看到你自己的版本，所以请使用“我做到了”部分发布你的作品。第1步：分光光度法理论概述光谱学的概念通常在本科物理课程中详细阐述，但是，这里是关于光谱学和光谱仪背后的理论的简要说明。光谱仪是一种用于测量光特性的巧妙仪器。这使科学家能够使用该仪器进行大量实验，例如确定日常生活中使用的物体中发现的材料或确定遥远恒星和行星上发现的元素。光谱仪的基本概念是将“未知”光束照射到光学元件上，该光学元件根据“未知”光束中存在的波长将光束分开。每个波长都有不同的偏差，因此通过测量偏差，可以确定“未知”光束中存在的波长，这可能会提供有关光束源的更多信息，即使它起源于数百万个公里之外。早些时候，科学家们使用棱镜将光束分成多个分量，并使用旋转目镜来测量每个波长分量的角度偏差。然而，最近，棱镜被衍射光栅代替，其作用与棱镜相同，目镜被连接到计算机的电子感光器阵列代替。第2步：所需材料这是制作您自己的低成本光谱仪所需的所有组件和零件的列表。所有部件都应随处可见且易于找到，而且您可能已经将它们放在家里。材料：纸板黑色图表纸旧DVD盘剃刀片摄像头胶水磁带不包括网络摄像头的项目总成本不到5美元。第3步：构建外壳部件外壳可以使用任何类型的盒子制作，但我决定从头开始制作一个，使其成为我使用的网络摄像头的完美尺寸。首先测量网络摄像头：高度宽度镜头高度根据以下尺寸制作一个盒子：长度-20至25厘米宽度-比网络摄像头的宽度大2厘米高度-比网络摄像头的高度高1厘米根据尺寸在一张纸板上描绘盒子的6个面，然后用刀将碎片切下来。在背面制作一个插槽，您可以通过该插槽穿过网络摄像头的电缆，并在正面在相机镜头高度的中间位置制作一个2cmx1cm的插槽。使用胶水将所有面粘在一张黑色图表纸上，然后沿着纸板件的边界切割纸张。注意：使用铅笔标记面部以避免混淆可能会很有用。第4步：组装外壳抓住底面和两个侧面，并排放置。使用胶带将三个部分连接在一起。接下来，通过确保保持面的方向，使用更多胶带粘贴正面和背面。顶面沿着单个边缘连接，以便我们可以像铰链盖一样使用顶面打开外壳，以防我们以后需要进行任何调整。为防止任何光线从顶部进入，请再剪一些纸板以稍微重叠。通过其中一个插槽窥视外壳，并确保没有光线进入盒子。可以使用额外的一层电工胶带或任何类型的不透明胶带来覆盖小间隙。第5步：制作入口狭缝为了制作入口狭缝，将其中一个剃须刀片垂直粘上以覆盖正面的一部分间隙。使用单张纸将第二个刀片贴在第一个刀片旁边，在两个刀片之间形成一个细小的间隙。用胶带粘贴第二个刀片并使用电工胶带覆盖所有间隙，以防止任何光线进入外壳。第6步：制作衍射光栅这一步是项目中最关键的部分。衍射光栅负责根据波长分离光束。一种选择是直接购买衍射光栅。这些通常可以在线购买，价格约为4至5美元。另一种选择是使用旧的DVD光盘作为衍射光栅。两者都提供相似的结果。首先使用一把剪刀切入圆盘。当您更深入地切入磁盘时，您会注意到磁盘由两层组成，这些层将开始分开。将两层完全分开并丢弃由银涂层组成的一半。从后半部分切下四分之一，然后将边缘切成正方形，形成一个比镜头宽度稍大的小矩形。接下来，使用一些胶水将这块粘在镜头上。确保使用临时胶水，以便在您想重新使用网络摄像头时移除衍射光栅。注意：光谱仪工作的一个关键步骤是沿着圆盘的同心凹槽排列成垂直的，也就是说，它们需要与狭缝平行。如果它们不平行于狭缝，则不会发生衍射。步骤7：安装相机一旦衍射光栅粘在网络摄像头上，使用后槽将电缆穿过外壳，并将网络摄像头放置在与前表面成30度角的外壳后部，并与外壳中的狭缝对齐正面。在将网络摄像头固定到位之前，将网络摄像头连接到计算机并打开相机应用程序。将光谱仪指向光源并调整网络摄像头的位置，直到衍射光谱位于图像的中心。此时，您可以使用双面胶带将网络摄像头粘在底面上。第8步：测试要测试您的光谱仪是否正常工作，请将其指向光源并调整光源和光谱仪的高度，直到两者对齐。您可以使用一堆书或其他东西来调整垂直对齐方式，我决定使用一些旧的3D打印机耗材卷。将网络摄像头连接到计算机并打开相机应用程序。图像应由整齐的衍射光谱组成。您可以使用打印输出进一步装饰和标记光谱仪。步骤9：使用分析仪软件仅仅拥有光谱的图片可能无法提供太多信息，因此我用Python设计了一个程序来绘制光的强度。这将提供“峰值”之间的相对距离，可进一步用于确定光源中存在的波长。要运行该程序，您需要在计算机上安装Python以及一些额外的开源库。可以使用以下链接https://www.python.org/下载Python。可以通过终端使用pip下载和安装其他库。下面提供了库和终端命令：Opencv-pip安装opencv-contrib-pythonNumpy-pip安装numpyMatplotlib-pip安装matplotlib安装所有库后，您可以从以下GitHub存储库克隆频谱分析仪程序：https://github.com/kousheekc/DIY-Spectrometer-Analyser运行程序，您应该会看到网络摄像头提要。将网络摄像头指向光源，然后按键盘上的“r”按钮以捕捉感兴趣的提要区域。在光谱上单击并拖动鼠标，然后按Enter键。选择感兴趣的区域后，按“s”按钮捕获帧并使用图形可视化分析强度。您可以使用“q”按钮退出程序。第10步：最终结果测试完光谱仪和软件程序后，您就可以开始实验了。您可以将光谱仪对准各种光源，例如CFL灯泡、霓虹灯、白炽灯泡，甚至智能变色LED灯泡。您也可以走到外面，将光谱仪指向天空的清晰部分并探索结果。要测量某个光源的波长，您可以从具有已知波长的光源（例如激光）开始，并确定峰值位置与波长之间的关系。您还可以尝试其他各种有趣的实验，例如检测和测量食盐中的钠以及检测橄榄油中的叶绿素。使用这款低成本的光谱仪，您可以在家中进行各种简单有趣的实验。这个项目最初是针对因新冠疫情而无法进行实际实验和实验室的本科物理学生，尽管该过程对于任何人来说都很简单，无需正式的物理背景。我很想看到你自己版本的光谱仪，除此之外，可以在下方的评论里解决反馈、问题、评论、疑虑。

与Arduino兼容的高射频识别（H-RFiD）模块。高射频识别（H-RFiD）模块是Arduino兼容板，可帮助您开始使用M6ENanoUHFRFID阅读器。射频识别（RFID）几乎在任何地方都变得越来越流行，可以跟踪几乎所有事物。所需组件原理图PCB设计（单层板）3D模型（顶层视图）

你是否抱怨过家里的WIFI信号弱？是否抱怨过WIFI网速太慢？下面这款WIFI信号枪由一位俄罗斯大神所制作，能最多接收三公里以外的WIF信号，且信号几乎无损。WIFI信号枪成品图WIFI信号枪的整体结构图WIFI信号枪所需的材料、零件按照设计图的比例搭建WIFI信号枪组装WIFI信号枪将天线焊接在铜片上焊接完毕后将天线与铜片组装起来组装完成后的成品图能收到来自三公里以外的WIFI信号，且信号几乎无损写在最后：此WIFI信号枪，构造简单，功能强大，所需材料也不难获得，都是日常生活中随处可见的。在日常生活中，只要你善于发现，富有创意，你也能动手创作属于你自己的发明！本文来源于BH9DDI，由电路城综合整理。

VFO/RF发生器，用于自制无线电设备，如直接转换和超外差接收机或ham发射机。硬件部件：ArduinoNanoR3×1个AdafruitSSD1306128X64OLED显示屏×1个AdafruitSI5351时钟发电模块×1个带按钮的旋转编码器×1个拨动开关，拨动×1个用于射频输出选择的RCA插孔×1个电容100nF×2电容10µF×1个电容10nF×2面包板（通用）×1个软件应用程序和在线服务：ArduinoIDE带有Si5351和Arduino的10kHz至120MHzVFO/RF发生器这是VFO（变频振荡器）的一个项目，用于自制设备，例如直接转换和超外差接收器或ham发送器。也可以用作RF/时钟发生器。特征：工作范围为10kHz至120MHz。1Hz，10Hz，1kHz，5kHz，10kHz和1MHz的调谐步长。中频（IF）偏移（+或-）可调。用作自制超外差或直接转换无线电接收机上的本地振荡器。用作HAM无线电发射机的VFO。用作简单的RF/时钟发生器，用于校准参考或时钟生成。可与ArduinoUno，Nano和ProMini一起使用。使用通用的128x64I2COLEDSSD1306显示器和Si5351模块。I2C数据传输，仅2条线连接显示器/Si5351和arduino。频率生成的高稳定性和精度。简单但非常有效且免费。显示图片：运行中的VFO：原理图/接线：说明：在ArduinoIDE上打开scketch，安装所有必需的库。选择首选项（请参阅注释）并编译草图，然后将其加载到ArduinoNano，Uno或ProMini。按照示意图连接Arduino，Display，Si5351模块，旋转编码器等。打开Arduino的电源。旋转旋转编码器以调高或调低频率。按下编码器按钮以更改频率步进调谐。可用的步进为1Hz，10Hz，1kHz，5kHz，10kHz和1MHz。

导读：RFID（RadioFrequencyIdentification）是一种无线射频识别技术，它是自动识别技术的一种。使用专用的RFID读写器及专门的可附着于目标物的RFID标签，利用频率信号将信息由标签传送至读写器。相比传统的条码、磁卡等自动识别技术，RFID技术在诸多方面都有显著优势，如环境适应能力、工作距离、保密性、及其智能化等。另外，它对多个高速运动的物体也可同时识别。RFID技术正在迅速成熟，许多国家都将它作为一项重要产业予以积极推动。就目前来看，中国无源超高频发展还处于初级阶段，亟待突破技术，不仅需要完善商业模式更需要创新，要想无源超高频市场发展，必须有效地解决问题。本文为射频通信系统的实现提供了一种可行的解决方案。1系统整体设计本文选用的是C8051F310微控制器和FM1702SL读写芯片。C8051F310具有10位转换速率可达200ksps的ADC，高速8051微控制器内核，29/25个端口I/O等特点；非接触式读卡芯片FM1702SL是基于ISO14443标准的，可满足的加密算法有很多种，支持13.56MHz下的非接触通信协议TYPEA。读写器将要发射的信息编码后加载在13.56MHz的射频载波上，通过天线向外发送，并形成一个稳定的电磁场，为RFID标签提供能量。当RFID电子标签进入读写器的工作区时，卡内天线接收此信号和能量，标签被激活。标签芯片对此信号做出判断，如为有效信令，则从存储器中读取有关信息，并通过卡内天线发射出去。天线收到此信号，FM1702SL内部接收器对信号进行检测和解调并根据寄存器的设定进行处理，之后送至主机系统。主机系统判断出该标签是否合法，做出相应处理，随后发出指令到读写器。2系统硬件设计2.1整体电路设计外部电源为220V交流电，通过开关电源将其稳压在5V，给电路板供电。由于C8051F310单片机的供电电压为2.7V~3.6V，射频读写芯片FM1702SL的供电电压为3V~5V，所以用一片AMS1117稳压器，将电压稳定在3.3V供电。RS232通过SP3232实现电平转换，与C8051F310相连接，C8051F310单片机通过SPI口与FM1702SL相连接，进而对读写芯片进行控制。FM1702SL再与天线相连接实现信号的发送与接收。总之，该系统主要由电源模块、串口通讯模块、MCU模块、FM1702SL接口模块和天线匹配电路模块组成。2.2FM1702SL电路设计FM1702SL是高集成度的芯片，其外围电路需要几个退耦电容和一个晶振以及一个0Ω电阻即可。本系统采用PCB天线设计，FM1702SL电路如图1所示。图1FM1702SL电路3系统软件设计首先对C8051F310和FM1702SL初始化，然后执行检测命令进行寻卡，如果有卡进入，判断信令是否有效，如为有效信令就进行防冲突机制，选择卡片，再进行，通过之后进行读卡、写卡、停止等操作，依此循环。部分程序的子函数如下：charPcdRequest(unsignedcharreq_code,unsignedchar*pTagType)//防冲撞//input:g_cSNR=存放序列号(4byte)的内存单元首地址//output:status=MI_OK:成功//得到的序列号放入指定单元charPcdAnticoll(unsignedchar*pSnr)//选定一张卡4结束语本文使用C8051F310和FM1702SL实现了射频通信系统的软硬件设计，论述了主要电路的设计原理，介绍了部分程序的设计。本文射频读写器的设计具有实际意义。射频识别技术也是物联网的研究内容之一，本文的研究对物联网研究也有着重要的指导意义。转载自维库电子市场网。

在自主行走机器人系统中，机器人要实现在未知和不确定环境下行走，必须实时采集环境信息，以实现避障和导航，这必须依靠能实现感知环境信息的传感器系统来实现。视觉、红外、激光、超声波等传感器都在行走机器人中得到广泛应用。由于超声波测距方法设备简单、价格便宜、体积小、设计简单、易于做到实时控制，并且在测量距离、测量等方面能达到工业实用的要求，因此得到了广泛的应用。本文所介绍的机器人采用三方超声波测距系统，该系统可为机器人识别其运动的前方、左方和右方环境而提供关于运动距离的信息。超声波测距原理超声波发生器内部由两个压电片和一个共振板组成。当它的两极外加脉冲信号，且其频率等于压电晶片的固有振荡频率时，压电晶片将会发生共振，并带动共振板振动，便产生超声波。反之，如果两极间未加外电压，当共振板接收到超声波时，就成为超声波接收器。超声波测距一般有两种方法：①取输出脉冲的平均电压值，该电压与距离成正比，测量电压即可测量距离；②测量输出脉冲的宽度，即发射超声波与接收超声波的时间间隔t，根据被测距离s=vt？2来得到测量距离，由于超声波速度v与温度有关，所以如果温度变化比较大，应通过温度补偿的方法加以校正。本测量系统采用第二种方法，由于测量要求不是特别高，所以可以认为温度基本不变。本系统以PIC16F877单片机为，通过软件编程实现其对外围电路的实时控制，并提供给外围电路所需的信号，包括频率振动信号、数据处理信号等，从而简化了外围电路，且移植性好。系统硬件电路方框图见图1。图1系统硬件电路方框图由于本系统只需要清楚机器人前方、左方、右方是否有障碍物，并不需要知道障碍物与机器人的具体距离，因此不需要显示电路，只需要设定一距离阀值，使障碍物与机器人的距离达到某一值时，单片机控制机器人电机停转，这可通过软件编程实现。超声波发射电路超声波发射电路以PIC16F877为，当单片机上电时，单片机从RA0口产生40kHz的超声波信号，但是此时该信号无法通过与非门进入放大电路使超声波发射头发射超声波，只有闭合开关S1时，从RA1口发射出一门控信号，该信号的频率为4kHz，同时启动单片机内部的定时器TMR1，开始计数。该门控信号每发射一个周期的波形，超声波就会发射10个完整的波形，这可由它们的频率得出。超声波的周期为1（40kHz）=01025ms，而门控信号的周期为1（4kHz）=0125ms。根据s=vt2求出障碍物与移动机器人的距离。当超声波接收头收到反射回来的超声波时，计数器停止计数，时间t可以根据计数器的计数与门控信号的周期求出。RA2口接RS触发器，RS触发器可以自动控制超声波的发射和停止。本系统的电路还包括人工复位电路，由单片机的MCLR引脚接S2来控制，超声波发射电路图见图2。图2超声波发射电路图门控电路（RS触发器）为实现对超声波发射和接收的自动控制，须在电路中加一门控电路，该门控信号频率为4kHz，如把输出脉冲作为闸门信号，让已知频率fc的脉冲恰好通过闸门，那么t=NTc，其中，Tc为已知脉冲的周期，N为脉冲的个数。门控电路由RS触发器组成，当输入端R=1（S=0）时复位，即输出端Q=0;当R=0（S=1）时置位，即Q=1。RS触发器与单片机的RA2口相连。超声波放大电路超声波放大电路由三极管等组成，由于单片机RA口多只有20mA～25mA上拉电流，而超声波发射器需要60mA的电流，所以在与非门后加放大电路来放大电流，以完成超声波的发射。超声波放大发射电路见图3。图3超声波放大发射电路图超声波接收放大电路由于超声波接收头接收到的超声波信号很微弱，所以在其后需加一超声波接收放大电路。该电路采用两个集成运放，设计为两级，两级都为同相输入，因为同相输入的电压放大倍数为1+RfR，所以每的放大倍数为10，两级放大倍数接近100倍，这样后续电路就可以很容易地检测到输入的信号。集成运放采用双电源供电，超声波接收放大电路见图4。图4超声波接收放大电路图信号滤波电路从信号放大电路出来的声波带有一定的干扰，为了去除干扰信号，需要一滤波电路，信号滤波电路选用带通滤波器电路，使其中心频率为40kHz、带宽为2kHz，外加一过零比较器，使输出信号转化为方波信号。信号滤波电路见图5。图5信号滤波电路图信号整形电路从信号滤波电路出来的方波信号很不规则，故其后加一整形电路，整形电路由两级非门串联，并联一电阻组成，整形后再送单片机进行处理，信号整形电路见图6。图6信号整形电路图本文设计的超声波测距系统采用了单片机编程技术，配合硬件完成了系统的要求，其能满足大部分的工程需要。与传统的测距系统相比，具有结构简单、价格便宜、移植性好等特点。来源：维库电子市场网

随着物联网在智能电网、智能交通、智能物流和生态监视等国民经济方方面面的大量应用，UHF频段的RFID技术更是发展迅速，它是一种非接触式的自动识别技术，通过射频信号可以自动识别目标对象、获取相关数据，识别工作无须人工干预，适用于各类恶劣环境。RFID系统由标签、读写器和天线三部分构成，其中RFID读写器为关键。1系统方案设计基于AS3992芯片的远距离RFID读写器系统主要包括射频部分和基带部分，如图1所示。射频部分围绕RFID集成芯片AS3992展开设计，环路滤波器配合内置VCO产生频率；发射链路主要由巴伦、功率放大器、耦合器、高频开关和多路天线接口组成，在关键通路上使用LC网络和π型网络调整阻抗匹配；射频接收链路由天线、高频开关、耦合器、低噪放和巴伦组成。基带部分配置了可升级的MCU主控制器及通用外围接口。2硬件电路设计2.1AS3992及其外围电路AS3992是奥地利微电子推出的一款高性能UHF频段的读写器芯片，它集成了混频器、增益滤波器、压控振荡器、锁相环、模数/数模转换器等模拟前端，并且内置了ISO18000-6C的完整协议处理系统。外部控制器仅需通过8位并口或者SPI口即可实现对AS3992的所有通信和控制。UHF载波信号的通信频率为840MHz~960MHz，AS3992集成了VCO、预分频器、主除法器、参考除法器、鉴相器和电荷泵，外围电路只要提供一个环路滤波器即可组成一个完整的锁相环（PLL）电路，如图2所示。PLL的输出频率由参考除法器的设定值和主除法器的乘积决定。电荷泵（CP）的主要作用是将数字逻辑脉冲转换为模拟电流。CP信号经过低通滤波器反馈到VCO引脚用来调整振荡器频率。为了获得稳定的VCO调谐电压，外部的环路滤波电路特别重要，它起到了维持环路稳定性、控制环路带内外噪声、防止VCO调谐电压控制线上电压突变、抑制参考边带杂散干扰等重要作用。2.2射频发射电路AS3992芯片射频信号以差分对的形式输出，使用LC阻抗匹配网络可以将巴伦的输入端阻抗匹配到100Ω，通过2：1的巴伦即可输出单端UHF信号。若仅使用AS3992内部功放，则其输出功率仅为20dBm，只能满足近距离读写。若要达到更远的读写距离，必须通过外部功率放大器进行无失真放大；同样为了整条射频线路的阻抗匹配，在巴伦和功放间放置π型滤波网络进行阻抗微调。功率放大器可以将已经被调制过的高频载波信号进行功率放大，经过天线辐射到周围以满足接收机需要的激励电磁场强度，并且对相邻信道不产生影响。功率芯片SKY65111采用三级电压控制，1dB压缩点增益在29.5dBm.使用AS3992自带的DAC，结合电压跟随器可以方便地调节功放的输出功率；此外当外部功放固定时，通过AS3992自身发射功率的调节亦可适应不同距离的应用。微波信号输入/输出的隔离需要通过耦合器，经过耦合器出来的信号进入一分四高频切换开关SKY14151，把一路信号根据应用需要可以切换到任一选中的天线接口。读写器设计的4个天线接口，不仅扩展了其应用距离，而且由于一个读写器可以有多个分节点发送和接收信息，当4个天线都对准同一个方向时，还能够减少单天线的盲区降低误码率。为了增加RFID读写器的远距离，还需要对其发射功率进行检测。发射功率太大不仅会引起失真，还容易泄露到接收端形成干扰，所以一旦功率检测器件监控到大于设定功率时，通过主控制器数字PID和DAC把微调量加载到功率芯片SKY65111的二三级电压控制端，使得发射功率可控。2.3射频接收电路基于AS3992芯片的射频接收电路相对简单，因为它把混频器和滤波器集成在了AS3992芯片内部，外围电路只需要增加一片1：2的巴伦，就可以把单端信号转换成差分对信号，送入AS3992芯片的射频接收管脚。为了减少杂波干扰提高射频接收信号的纯度，在耦合器和巴伦之间加上一片低噪放，使得巴伦的输入信号被限制在840MHz~960MHz之间。3软件程序设计AS3992的固件程序写在MCU主控制器中。把RFID系统通过外围接口与计算机连接起来，上电后首先对AS3992芯片初始化；成功之后可以进行频段、天线接口和输出功率的设定（频段选择取决于各国标准，天线接口可以根据需要切换，输出功率的大小通常决定了读写距离的远近）；主控制触发查询标签动作，若发现天线辐射有效范围内有标签存在，则选中标签准备通信，否则反复查询；主控制器和标签通信握手成功后，把标签信息送回上位机，完成读卡操作。系统程序流程图如图3所示。4系统测试使用频谱仪对所设计的RFID系统进行性能测试，天线接口的发射频谱如图4所示，发射功率为27dBm.当把发射功率设定在15dBm时，从如图5的发射频谱上可以看到，信道功率为14.31dBm，占用带宽（99%能量）为119kHz.本文设计了一个基于UHF频段的远距离RFID模块化系统。随着数据传输和分辨率的要求提高，MCU主控制器可以不断升级，以适应事务控制的扩充和处理速度的提高。本设计对输出功率的检测可以防止盲目增大发射功率导致接收干扰而影响识别距离的问题。目前，本系统已成功运用于宝钢热轧环形轨道运输车的定位。来源：维库电子市场网

前言无线频率识别(RFID)是一种自动ID技术，其可识别任何含有编码卷标的物体。UHFRFID系统由一个读取器(或询问器)组成，该读取器调变一个860MHz至960MHz频率范围内的RF讯号，并向卷标发送信息。一般情况下，卷标是被动的，它从发送连续波(CW)RF讯号的读取器接收工作所需的全部能量。卷标透过调变其天线的反射系数作出响应，从而将信息讯号反向散射到读写器内。卷标讯号检测需要测量讯号跃变之间的时间间隔(代表数据“1”符号的时间间隔比代表数据“0”的符号长)。读取器透过发送一个指示卷标设置其反向散射数据速率及编码的讯号，以启动卷标提供库存信息的过程。RFID读取器可以在很多读取器紧密相邻的噪声RF环境中工作。单询问器、多询问器和密集询问器这3种工作模式决定读取器和卷标讯号的频谱限制。接收器的软件可编程性，使其可在可靠的多卷标检测与高数据吞吐量之间获得平衡。可编程读取器含有一个高线性度的直接转换I和Q解调器、若干低噪声放大器、一个具可变增益和带宽的双信道基频滤波器、以及一个双信道模拟数字转换器(ADC)。双通道、已匹配和可编程的带通滤波器LTC6602可以优化高效能RFID读取器。双通道带通滤波器LTC6602具有两个相同的滤波器信道，这两个信道具有匹配的增益控制以及由频率控制的低通及高通网络。透过每个信道的相移匹配至±1度。内部或外部频率频率将滤波器的通带定位到所需频谱上。低通和高通转角频率以及滤波器带宽由频率频率的标度比设定。低通标度比选项为100、300和600，而高通标度比为1000、2000和6000。图一显示一个典型的滤波器回应，该滤波器具90MHz内部频率，高通和低通标度比分别设定为6000和600。4阶椭圆截止阻带响应有助于消除带外噪声。控制基频带宽就可以在RFID接收器适应工作环境的过程中，用软件定义它的工作模式。图二显示了一个简单和基于LTC6602的滤波器电路，该电路用SPI串行控制来改变滤波器的增益和带宽，以适应一套复杂的数据速率和编码。(反向散射链路的频率范围为40kHz至640kHz，而数据速率范围为5kbps至640kbps。)为了实现该滤波器的精细分辨率定位，内部频率频率由一个8位LTC2630DAC设定。0V至3V的DAC输出范围确定频率频率在40MHz至100MHz(每位234.4kHz)之间的位置。低通和高通标度比由LTC6602的串行SPI控制设定。高通滤波器的截止范围为6.7kHz至100kHz，而低通滤波器则为66.7kHz至1MHz。滤波器带宽设置可以透过一种软件算法来调节，而且是数据频率、数据速率和编码的函数。滤波器带宽必须足够窄，以限度地扩大ADC输入的动态范围，同时又必须足够宽，以保护讯号跃变和脉冲宽度(正确的滤波器设置确保可靠的DSP卷标讯号检测)。图三显示一个实例，即滤波器对一个典型卷标符号序列(一个“短”的脉冲间隔，接着是一个“长”的脉冲间隔)的时域响应。低通截止频率设定为等于短时间间隔的倒数(fCUTOFF=1/10μs=100kHz)。如果低通截止频率更低，那么讯号跃变和时间间隔将失真得无法识别。高通截止频率的设置更加定性而不是具体。高通截止频率必须低于长时间间隔的倒数(就所示实例而言，高通fCUTOFF变频相位与幅度杂讯)。图三的下半部分显示该滤波器的总体响应(低通加高通滤波器)。比较具10kHz和30kHz高通设置的滤波器输出，10kHz输出的讯号跃变和时间间隔对于检测符号序列而言是足够的(在RFID环境，噪声将重迭在输出讯号上)。总的来说，提高低通fCUTOFF和/或降低高通fCUTOFF意味着，以增大滤波器输出噪声为代价“提高”讯号跃变和时间间隔的“质量”。结论LTC6602双通道带通滤波器是一种可编程的基频滤波器，适用于高效能UHFRFID读取器。在软件控制下使用LTC6602能够在单询问器物理设置时以高数据速率工作，或者以多询问器或密集询问器物理设置工作时，能实现卷标讯号检测。LTC6602是一种非常精小的IC，其采用4mmx4mmQFN封装，而且可透过并行或串行控制编程。来源：维库电子市场网

本文设计的读卡器系统以PICl6F7x单片机作为主控芯片，选用MIFARES50卡片，读卡器与卡片间以106kbps速率通信，同时实现读卡过程中的防冲突处理和对卡E2PROM块内容的读/写等功能。读卡器内部设置了FLASH存储器以存放卡数据，在FLASH容量满的情况下可通过读卡器的以太网口读出全部数据到管理中心上位机，便于建立对卡数据的综合管理系统。1硬件系统设计读卡器硬件框图如图1所示。单片机PICl6F7x通过SPI总线与RC522和FLASH芯片AT45D011相连，同时用简化的ISA总线连接以太网接口芯片C58900，以提供连接到局域网的能力。AT45D0ll存储容量为lMb，可同时存储7400多组MIFARE的E2PROM块和UID号，提供了足够读卡器一天内读取的信息量的存放容量。对于RC522天线部分的设计，PHILIPS公司有专门的手册详细介绍，本文不再赘述。RC522的SPI总线接口有其自身的时序要求。它只能工作于从模式，传输速率为10Mbps，数据与时钟相位关系满足“空闲态时钟为低电平，在时钟上升沿同步接收和发送数据，在下降沿数据转换”的约束关系。PICl6F7x系列单片机的片上外设包括1个SSP模块。该模块可配置为SPI接口使用，通过相应的寄存器可控制SPI接口的数据传输率、数据一时钟相位天系等通信参数。本文中配置SSP模块工作于SPI主模式下，时钟为1/4单片机主频，接收和发送数据都在时钟上升沿发生。需要注意的是，由于RC522支持的数字接口形式多种多样，因此芯片在每次复位时都会检测外部引脚连接关系。对于SPI接口，RC522的相关引脚必须按照图2所示的连接关系配置。除了通用的4条SPI信号线(时钟线SCK、输入数据线MOSI、输出数据线MOSO和选通线NSS)以外，RC522要求额外的2个引脚I2C和EA分别固定接低电平和高电平。这2个引脚不参与SPI总线传输，只起设定RC522数字界面采用SPI接口的作用。另外，片选信号必须保证在写入数据流期问为低电平，而在无数据流写入时则为高电平;用户不得为节省PIC单片机引脚资源而一直将NSS置为低电平。2软件系统设计相对于PHILIPS公司生产的其他14443基站芯片(如RC500、RC530等)，RC522简化了内部系统结构，去掉了片内E2PROM。从而大大缩减了芯片命令集。另外，对载波调制电路，发送电路和解调、解码电路的控制也相应简化，去掉了校准接收电路I时钟、Q时钟、校准发送与接收时钟相位等繁琐的操作。一般而言，单片机与RC522的通信流程如图3所示。根据RC522和MIFARE卡问传送的控制流数据的不同，通信过程中可能会出现不同的状态。对各种状态须作不同处理，这正是软件系统开发的难度所在。下面给出RC522命令集中2个基本命令(Tranceive和MFAuthe-nt)执行过程中可能遇到的通信状态及处理。这两个命令分别实现向MIFARE卡发送/接收数据和加密功能。实际上，通过它们即可完成对MIFARE卡的所有操作，包括Request、Anticollision、Select、READ、WRITE等。2.1RC522命令集的实现RC522主要的状态指示寄存器包括ComIrqReg、Er-rorReg、Status2Reg和FIFOLevelReg等。软件处理的思路：通过ComIrgReg得到RC522内部中断状态;由中断判断RC522与MIFARE卡的通信流程信息，从而决定是否进行下一流程处理;若中断指示有错误发生，则需进一步读取ErrorReg的内容，据此返回错误字。2.1.1Tranceive命令Tranceive命令的具体执行过程;读取RC522FIFO中的所有数据，经基带编码和数字载波调制后通过通信接口以射频形式发送到MIFARE卡;发送完毕后通过通信接口检测有无MIFARE卡发送的射频信号回应，并将收到的信号解调、解码后放入FIFO中。分析以上Ttanceive命令执行过程，可以得到处理该命令的算法流程图，如图4所示。为了处理MIIFARE卡在读卡器产生的电磁场中激励后，未完成处理义从激励场中拿开的情况，软件中启用了RC522芯片内部的定时器。若超过设定的时间未得到卡片应答，则中止与卡的通信，返回“卡无反应”的错误信息。从图4中可以看出Tranceive命令的处理方法：根据相关通信状态指示寄存器的内容返回各种错误状态字，若有位冲突错误，则进一步返回位冲突位置。Tranceive命令不处理面向比特的帧，这种帧只可能在MIFARE卡防冲突循环中出现。为了保持Tranceive命令对各种MI-FARE卡命令的普适性，该命令只完成帧的发送和接收，不对帧信息作处理，所有位冲突处理留在函数外进行。需要注意的是，Tranceive命令不能自动中止，在任何情况下从该命令返回时必须先执行IDLE指令使RC522转入空闲态。2.1.2MFAuthent命令RC522简化了与MIFARE卡的加密操作，用一个MFAuthent命令代替了原来RC500需要的Authentl和Authent2两条命令。MFAuthent命令执行的终目的在于开启RC522的加密单元。该指令执行成功后，RC522芯片与MIFARE卡间的通信信息将首先加密，然后再通过射频接口发送。从本质上讲，MFAuthent是一条变相的Tranceive命令，其算法流程图与图4一致。但RC522芯片内部已经对通信过程中的各种通信状态作了相应处理，且该命令执行完后自动中止，因此用户只须检测定时器状态和错误寄存器状态来判断执行情况。实际上，MFAuthent只可能有一种错误状态(RC522与MI-FARE卡通信帧格式错误)，此时该命令不能打开加密单元，用户必须重新执行操作。MFAuthent执行过程中RC522将依次从FIFO中读取1字节模式、l字节要的E2PROM块号、6字节密钥和4字节射频卡UID号等信息，在命令执行前必须保证这12字节数据完整地保存在FIFO中。模式有A密钥和B密钥两种，一般选用A密钥。MFAutllent只能保证对MIFARE卡的一个扇区中的4个数据块解密，若要操作其他扇区的数据用户还须另外启动对该扇区的操作。2.2MIFARE卡操作指令对MIFARE卡常用的操作指令包括查询、防冲突、选卡、读/写E2PROM块等。其中，防冲突指令是14443A协议的精华部分，实现难度较大。下面将重点介绍防冲突算法的软件实现方法。2.2.1防冲突指令14443A标准定义的防冲突算法本质上是一种基于信道时分复用的信道复用方法。在某一时刻若多个射频卡占用射频信道与读卡器通信，则读卡器将会检测到比特流的冲突位置;然后重新启动另与射频卡的通信过程，在过程中将冲突位置上的比特值置为确定值(一般为1)后展开二进制搜索，直到投有冲突错误被检测到为止。MIFARE卡内有4字节的惟一序列号UID，而RC522防冲突处理的目的就在于终确定MIFARE卡的UID。14443A标准的防冲突指令格式如下：其中：命令代码“93”代表要处理的射频卡UID只有4字节;NVM表示此次防冲突命令的UID域中正确的比特数;BCC字节只有在NVM为70(即UID的4字节都正确)时才存在，它表示此时整个UID都被识别，防冲突流程结束。防冲突算法流程图如图5所示。NVM初始值为20，表示该命令只含有2个字节，即“93+20”，不含UID数据，MIFARE卡须返回全部UID字节作为响应。若返回的UID数据有位冲突的情况发生，则根据冲突位置更新NVM值。可知在搜索循环中，随着UID已知比特数的加入，NVM不断增加，直到70为止。它表示除了“93+70”两个命令字节外，还有UID0～UID3和BCC5个UID数据字节。此时命令字节共有7个，防冲突命令转变为卡片选择命令。防冲突流程中若遇到须发送和接收面向比特的帧的情况，则必须预先设置通信控制寄存器BitFramingReg。该寄存器可指明发送帧中一个字节和接收帧个字节中不完整的比特的位数。2.2.2读卡和写卡指令14443A协议中并没有具体规定对射频卡的读写操作方式，故对每种卡的读写操作都必须考虑该卡的存储区域组织形式和应答形式。MIFARE卡内部存储器是由E2PROM组成的，共划分为16个扇区，每个扇区4个块，每块16字节。对E2PROM的读写都以块为单位进行，即每次读/写16字节。以写卡指令为例，MIFARE卡要求有两步握手，指令格式分别如下所述。SetpA：查询块状态。若块准备好，则MIFARE卡返回4比特应答。若值为1010，则可进行下一步操作;若值非1010，则表示块未准备好，必须等待直至块准备好为止。StepB：写数据。若写入成功，则MIFARE卡返回4比特应答，值仍为1010;若非lOl0，则表示写入失败。读卡指令格式如下：若执行成功，则MIFARE卡返回18字节应答比特。需要注意的是，其中只有16字节是读取的块数据，另外2个字节为填充字节。若字节数不为18，则可判断读卡操作错误。MIFARE卡数据加密时以扇区为单位，加密仅能操作一个扇区的数据。这为用户实现“一卡通”功能提供了便利，用户可在不同的扇区内采用不同加密方式互不干扰地存放各种目的应用数据。实际生活中常见的一种应用是电子钱包，对卡的写操作须按照一定的格式进行。一个块的数据组成如下：注意：address值无意义，但value值写入时必须在4～7字节中存入取反值。2.3读卡器总体软件设计读卡器的软件设计思路是利用RC522的Tranceive命令作为标准函数，通过调用此函数实现MIFARE卡操作指令。MIFARE卡的操作流程如图6所示，其要点是将操作完成的卡转入休眠态，递减可能发生冲突的卡片数目直至所有卡片操作完毕，此时防冲突函数无卡片应答。RC522芯片在每次使用前都必须复位，除了在复位引脚NRSTPD输入从低电平至高电平的跳变沿外，还必须向RC522的命令寄存器CommandReg写人软复位命令代码0x0I?进行软复位。在利用RC522操作MIF’RAE卡之前，用户必须正确设置芯片模拟部分的工作状态。依笔者经验，一般情况下RC522调制、解调方式采用默认设置即可;在106kbps通信速率下可正常使用，但必须保证天线驱动接口打开，可以通过设置Tx—controlReg寄存器实现。另外，由于14443A协议采用调制深度为100}《的ASK调制，这一点与默认设置不同，因此必须相应设置TxASKRc毽来实现该种调制方式。RC522的通信参数设置很复杂，可以调控调制相位、调制位宽、射频信号检测强度、发送/接收速度等设置。在硬件调试过程中，用户可根据实际情况选用适合自身使用的设置形式。结语本文设计的读卡器在106kbps通信速率下读卡距离达50mm，可以实现考勤、电子钱包功能;整个读卡器采用低功耗元件，可以作为一个网络终端、以电池作后备电源可靠地工作。对于RC522的应用，防冲突和通信接口的设置是重点。不同的射频卡协议，防冲突流程各不相同，通信接口也会有差异，但修改RC522的相关设置即可使物理接口满足协议要求。对于防冲突处理，RC522{支持基于比特冲突检测的处理方式，不可处理类似144。13B的ALOHA时隙方式。来源：维库电子市场网

概述RFID(无线射频识别技术)作为一种新兴的非接触自动识别技术，通过射频信号自动识别目标对象并获取相关数据，可识别高速运动物体，可同时识别多个标签，可工作于恶劣环境，操作快捷方便，在物流、交通、收费、身份识别等众多领域有广泛应用。RFID技术在国外发展的很快，RFID产品种类很多，像TI,MOTOROLA,PHILIPS等世界厂商都生产RFID产品，并且它们的产品各有特点，自成系列。目前，中国射频识别技术及应用处于初级发展阶段。RFID技术作为一种新兴的自动识别技术，也已开始在国内应用,并且应用领域越来越广。本文把RFID技术应用到物流系统中，实现了基于RFID技术的物流系统的软硬件原型。系统硬件设计为了增强读写模块的通用性和扩展性，在硬件设计时遵循模块化的设计思想。整个读写模块由三大部分组成：.主控MCU，主要提供对射频读写芯片的控制操作。.射频读写芯片，负责接收主控MCU的控制信息并完成与RFID卡的通信操作。为了正常工作，射频读写芯片须选用合适的并行接口与MCU连接。而为了发送、接收稳定的高频信号，射频读写芯片要通过高频滤波电路与天线部分连接。.天线部分，包括线圈及匹配电路。在所设计的TRH031M评估板中，主控MCU主要由微控制器ATMEGA64L和电源电路、复位电路、晶振电路、JTAG接口、RS-232串口接口组成;同时增加了人机接口显示电路，采用EDM12864液晶显示控制器;射频读写芯片采用TRH031M多协议读卡器芯片。微控制器ATMEGA64L和TRH031M之间通过锁存器SN74HC373N连接。TRH031M评估板总体设计见图1。图1TRH031M评估板总体设计框图RFID接口电路TRH031M是一款三合一的芯片，兼容ISO14443TypeA&B以及ISO15693协议。TRH031M工作电压范围在2.7V-3.6V，特点是功耗极低，芯片的封装方式也特别适合用在手持机方面的产品上。MCU对TRH031M的控制是通过对其内部寄存器的读写来实现的。TRH031M内部共有64个寄存器，分成8页，每页8个寄存器。ATmega64L是基于增强的AVRRISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。由于其先进的指令集以及单时钟周期指令执行时间，ATmega64的数据吞吐率高达1MIPS/MHz，从而可以缓减系统在功耗和处理速度之间的矛盾。ATmega64L通过TRH031M并行接口实现对TRH031M芯片的控制和数据传输。Atmega64L对TRH031M的并行接口采用独立的读、写信号线连接，用两个I/0引脚分别控制TRH031M的读、写信号线。为了节省I/O口，这里采用了地址/数据线复用的方式，这样就不需要专门的I/O口来控制地址线。ATmega64L与TRH031M连接示意图参见图2。图2ATmega64L与TRH031M连接示意图ATmega64L的PTA0～PTA7连接TRH031M的DATA0～DATA7，作为数据/地址线，传输数据及地址信息。由于采用数据/地址复用的连接方式，Atmega64L的PTA0～PTA7通过锁存器SN74HC373DBLE与TRH031M的地址线引脚A0，Al，A2连接。天线电路TRH031M的天线部分组成,主要分为发射和接收部分，发射部分又分为EMC低通滤波器，天线匹配部分和天线线圈。天线直接连接到TRH031M.，图3为天线的结构原理图。图3天线结构原理图由RTH031M的数据手册可知，芯片模拟部分(不含接收机部分)作为负载时,负载阻抗为15W。这是因为优化设置输出阻抗为15W时，这时可以达到噪音,增益和输出功率。天线的阻抗我们按500W进行匹配。EMC低通滤波器TRH031M系统工作于13.56MHz频率下，这一频率是由石英晶体振荡器产生。但是除了13.56MHz以外，还会有可能以高次谐波的方式向外发射。为了符合国际EMC规定，13.56MHz中的三次五次和高次谐波要被良好地抑制，因此，必须要有一个合适的滤波器滤波输出信号以满足此规定。为了减少信号线上的干扰，使用了EMC高频滤波电路。EMC滤波电路和接收电路的原理图见图4。低通滤波器由L0和C0组成，它们的值见表1。表1图4EMC滤波电路和接收电路的原理图根据f=，当我们选取=1mH时，则TRH031M的内部接收电路利用卡的回应信号在副载波的双边带上都有调制这一概念来进行工作。采用芯片内部产生的VMID作为RX引脚输入。为了稳定VMID的输出，必须在VMID和GND之间连接一个电容C4。接收电路需要在RX和VMID之间连接一个分压电路。另外，建议在天线线圈和反压器之间串连一个电容。这个接收电路由R1，R2，C3和C4组成，数值示于表1。EMC滤波电路仿真针对500W天线阻抗进行EMC滤波电路的仿真：①设定特性阻抗Z。=500W，输入信号频率为13.56MHz;②令负载ZL=500W+0.00jW，确定起始点1;③在ZL上并联电容C0，得到点2;④再在C0上串联电感L0，得到点3;应使点3位于15W匹配点，若点3不能位于该点，则应微调各元件参数。由圆图的直观性，该调整不难实现。由此，得到如图5(a)所示的阻抗圆图。由SmithChart得到C0=136pF，L0=1mH时，可以推算出1、3点间的等效阻抗为15.24+j0.00W，接近于负载阻抗15Ω，这表明了我们所设计的元件参数是正确的。其误差源于元件不可能无限。(a)(b)图5EMC滤波电路Smith圆图由此，得到如图5(b)所示的阻抗圆图。由SmithChart得到C0=136pF，L0=1mH时，可以推算出1、3点间的等效阻抗为500.42+j50.47欧姆，接近于天线阻抗500欧姆，这表明了前面我们所设计的元件参数是正确的。天线匹配电路设计天线本身是一个低电阻的器件，将天线连接到TRH031M需要一个匹配电路。设计天线的匹配电路有两种方法：50W匹配天线和使用直接匹配的天线配置。在本设计中采用直接匹配的天线配置。计算天线线圈的电感计算天线线圈的电感值在实践上非常困难的，通常用下面的公式估算：L[nH]=2×L[cm]×(ln(L[mm]/D[mm]-k))(1)其中L为天线线圈一圈的长度，N为天线线圈圈数，一般为3圈，D为天线线圈直径或导体的宽度，P为由天线线圈的技术而定的N的指数因子(见表2)。线圈电阻的估算没有阻抗分析仪的首次天线调谐的估算可以用下面的公式：RANT=5RDC(2)为了给RFID卡提供足够的能量，天线与卡片间必须实现紧耦合，耦合系数少为0.3(耦合系数为0时，即由于距离太远或磁屏蔽导致完全去耦，耦合系数为1即全耦合)。因此天线线圈采用直径为1mm的导线，设计为三圈的76mm×49mm长方形天线。此时，天线线圈产生的电感，由公式1可计算出天线线圈的电感值约为L=1.7mH。天线电阻R=1.4W。由于每块不同的天线电路板实际的天线线圈电感值总是会稍有差异，在实际的PCB设计时，天线匹配网络的元件的设计过程按照图6进行调整。谐振电容由固定电容=150pF和可调电容CV2代替。通过调整可调电容CV2来使得天线的振荡频率为13.35MHz，通过调节C1使得天线的阻抗为500W，通过调整可调电容将每块天线板的读写距离调整到。图6天线匹配电路调整过程天线匹配网络仿真步骤如下:①设定特性阻抗Z。=500W，输入信号频率为13.56MHz;②令负载ZL=0.00W+0.00jW，确定起始点1;③在ZL上串联电阻Rcoil=0.7W，得到点2;④再在Rcoil上串联电感L=0.85mH，得到点3;⑤再并联电容C2，得到点4;⑥再串联电容C1，得到点5。图7天线匹配网络电路的Smith圆图由此，得到如图7所示的阻抗圆图。图中设Rcoil为0.7W，L为0.85微亨,这样天线就由Rcoil和L来等效代替。由SmithChart得到C2=163pF,C1=15pF，由此可以推算出1、5点间的等效阻抗为247.79+j11W，接近于对称天线的一半阻抗250W。通过仿真得到的结果与笔者设计的元件参数基本一致，这说明了所设计的天线电路是正确的。结语基于ISO/IEC15693标准，设计了基于ATMEGA64L微控制器和TRH031M读卡芯片工作频率为13.56MHZ的RFID读写器系统。设计并实现了基于RFID技术的物流系统的软硬件原型，经过实际使用证明，系统的总体方案设计可行，其主要功能基本得以实现,达到了系统的性能指标：设计的读卡器系统对无源的15693协议的卡片的识别作用距离可达7.5cm。同时该系统能对ISO15693协议的卡片进行读写操作。系统运行正确，显示准确，使用方便，具有较强的抗干扰性能。来源：维库电子市场网

1.关于RFIDRFID是射频识别(RadioFrequencyIdentification)的英文缩写，它是一种非接触式的自动识别技术，通过射频信号自动识别目标对象并获取相关数据，识别工作无须人工干预，可识别高速运动物体并能同时识别多个标签。基本的RFID系统由阅读器(Reader)、电子标签(Tag)亦即应答器(Transponder)和天线(Antenna)三部分组成。其工作原理是Reader发射一特定频率的无线电波能量给Transponder,用以驱动Transponder电路将内部的数据送出，此时Reader便依序接收解读数据,送给应用程序做相应的处理。发生在Reader和Transponder之间的射频信号的耦合类型有两种。(1)电感耦合。变压器模型，通过空间高频交变磁场实现耦合，依据的是电磁感应定律。电感耦合方式一般适合于中、低频工作的近距离射频识别系统。典型的工作频率有：125kHz、225kHz和13.56MHz。识别作用距离小于1m，典型作用距离为10～20cra。(2)电磁反向散射耦合：雷达原理模型，发射出去的电磁波，碰到目标后反射，同时携带回目标信息，依据的是电磁波的空间传播规律。电磁反向散射耦合方式一般适合于高频、微波工作的远距离射频识别系统。典型的工作频率有：433MHz，915MHz，2.45GHz，5.8GHz。识别作用距离大于1m，典型作用距离为3—l0m。阅读器根据使用的结构和技术不同可以是读或读/写装置，是RFID系统信息控制和处理中心。阅读器通常由耦合模块、收发模块、控制模块和接口单元组成。阅读器和标签之间一般采用半双工通信方式进行信息交换，同时阅读器通过耦合给无源应答器提供能量和时序。在实际应用中，可进一步通过Ethernet或WLAN等实现对物体识别信息的采集、处理及远程传送等管理功能。2.连接范例范例使用山东神思电子的通用二代居民验证机具，需要测量该读卡器的工作频点和发射功率。由于该读卡器工作时不间断向空间发射RF，因此只要使用频谱仪和普通RF天线即可直接测量读卡器的信号。为了避免空间杂讯的影响，可使用环形近场天线。将环形天线连接到频谱仪RF输入端(如图1)，再将环形天线接收断靠近读卡器感应区(如图2)，这样就构成一套简单易行的RFID读卡器测试系统。图1图23.信号的捕获和测量设置GSP-830中心测量频率为13.56MHz，Span5MHz，参考电平20dBm，RBW自动(30KHz)，游标1打开，TraceB实时更新，限制线关闭。当读卡器上不放置二代卡片(读卡器不读卡)时，读卡器持续向空间发射13.56MHz，功率15dBm的RF信号，如图3红色曲线所示。该RF信号也可用示波器观察到，如图4所示。图3图4当将二代卡片(Tag)放置在读卡器感应区，Tag感应到读卡器RF发射信号的电磁场，凭借感应电流所获得的能量向读卡器返回存储在芯片中的信息，返回信号是一个载波13.56MHz的双边带调制信号。读卡器读取信息并解码后，送至中央信息系统进行有关数据处理，读取速度为每秒。GSP-830频谱仪同样可以对Tag的返回信号进行量测。天线耦合方法如图1和图2所示。并设置频谱仪中心频率为13.56MHz，Span5MHz，参考电平20dBm，RBW自动(30KHz)，TraceA峰值保持。捕获到的Tag返回信号如图3绿色曲线所示，两个边带的频率分别为12.7MHz和14.4MHz。4.结语以上使用固纬频谱仪检测RFID读卡器的应用实例也是一种通用检测方案，可广泛应用在RFID读卡器和主动式电子标签研发过程中的调试、产线的检验等多个方面。由于RFID本身有着十分宽广的使用领域，如物流和供应管理、生产制造和装配、航空行李处理、邮件/快运包裹处理、商用POS机、文档追踪/图书馆管理、动物身份标识、运动计时、门禁控制/电子门票、道路自动收费等，因此该套测试解决方案的应用前景也是非常可观的。来源：维库电子市场网

射频识别(RFID)技术是一种非接触式的自动识别技术，通过射频信号自动识别目标对象并获取相关信息。通常RFID系统主要由应用软件、射频卡以及读卡器三部分构成[1]。相对于低频段的RFID系统，工作在860MHz～960MHz的超高频段(UHF)RFID系统有着读取距离远、阅读速度快等优点，是目前国际上RFID技术发展的热点[2]。读卡器的设计是RFID系统设计中的关键部分，设计方案有很多种。FPGA[3]具有开发简单、静态可重复编程和动态在线编程的特点，已经成为当今应用广泛的可编程专用集成电路。目前生产RFID产品的很多公司都使用自己的标准，可供射频卡使用的几种标准有ISO/IEC11784、ISO/IEC14443、ISO/IEC15693和ISO/IEC18000等。其中应用多的是ISO/IEC14443、ISO/IEC15693和ISO/IEC18000这三个标准[4]。本文基于ISO/IEC18000-6TypeB协议设计了一款工作频率为915MHz的读卡器。1读卡器的硬件设计读卡器的硬件可以分为三大模块：FPGA数字信号处理模块、MCU及人机接口模块和射频收发模块，其结构框图如图1所示。FPGA数字信号处理模块用来实现ISO/IEC18000-6TypeB协议中规定的基带数据编解码，MCU及人机接口模块用来实现指令的跳转控制和返回数据的显示等一些操作接口，射频收发模块用来处理前端的超高频信号。1.1FPGA数字信号处理模块FPGA数字信号处理模块包含时钟分频模块、FIFO、曼彻斯特编码器、CRC生成校验、FM0解码器、串并变换电路及对应的帧发送接收控制器，其结构框图如图2所示。该模块的内部工作流程如下：(1)发送部分①数据通信接口8bit并行接收来自MCU的命令数据，数据在FIFO中缓冲。②数据做并行到串行的转换。③在发送控制器的控制下，串行数据通过CRC模块，生成16bit的CRC校验值，并附加在原数据的后面。④根据ISO/IEC18000-6TypeB协议规定，把上述的数据进行曼彻斯特编码。⑤把已经过曼彻斯特编码的数据引向一个已预置帧头的移位寄存器，数据一到便启动移位寄存器，然后把输出数据传送给射频收发模块。(2)接收部分①从射频收发模块接收一帧基带信号，用移位寄存器来检测帧头。若检测到帧头，则发一个收到帧头的信号给接收控制器。②若接收控制器接收到帧头的信号，则马上启动FM0解码。③解码后的数据传送给串/并行的转换电路，转换后的数据暂存在FIFO。④同时解码后的数据也送给CRC模块进行校验，若校验结果错误，则清除存于FIFO中的数据，通知MCU其接收的数据错误;若校验结果正确，则把FIFO中的数据传送给MCU。1.2MCU及人机接口模块MCU及人机接口模块以C8051F020单片机[5]为，由FPGA接口、LCD、PS/2键盘、UART接口以及JTAG接口等外围电路组成，其结构框图如图3所示。该模块实现的功能有：(1)C8051F020负责整个读卡器内各部分的协调工作(包括与计算机的数据通信);(2)在启动时向FPGA传送配置数据，初始化FPGA;(3)在读卡过程中向FPGA传送读卡命令，然后通过INT1中断启动接收FPGA信号;(4)处理接收回来的射频卡信息(卡号、密码等);(5)实现二进制树形防碰撞功能;(6)驱动LCD，显示系统的提示信息;(7)扩展一个PS/2键盘，可以输入数据及命令;(8)控制TR1000芯片，设置OOK发射方式或ASK接收方式;(9)控制发射功率大小;(10)扩展EEPROM，存储读出的射频卡的信息。1.3射频收发模块超高频段射频收发模块的开发一般可以采用两种方案：一是采用分立元件搭建射频电路;二是采用无线射频收发模块以实现基带信号的调制解调[6]。由于种方法的电路调试比较麻烦，而且会占用很长的开发时间，所以本设计采取第二种方案。ISO/IEC18000-6TypeB协议规定读卡器到射频卡端的射频调制方式为调制深度为99%的ASK调制，也就是可以近似看作为OOK调制;而射频卡到读卡器端的射频调制方式为反向散射调制，其调制方式与ASK调制类似，所以在解调端可以按照ASK方式解调。射频收发模块的芯片采用RFM公司的TR1000芯片。TR1000是一款单片OOK/ASK通用无线射频收发器芯片，适合高稳定、小尺寸、低功率、低价格的短距离无线数据通信和无线控制应用。2读卡器的软件系统设计软件设计采用模块化和结构化的编程思想，在初始化的时候由单片机配置FPGA。考虑到C语言可读性强，移植性好以及MCU的实际情况，本设计采用C语言对C8051F020进行编程。读卡器的软件系统大致可以分为：读写卡操作程序、防冲突程序和串行通信程序。2.1读写卡操作程序读写卡操作程序完成基于ISO/IEC18000-6TypeB协议的基带信号编解码，其程序设计流程图如图4所示。具体工作过程如下：(1)上电复位，系统初始化，包括单片机时钟、端口、LCD、定时器的初始化，配置FPGA和开中断。(2)等待接收上位机或键盘发送的指令。(3)对指令进行判断，如果为多卡操作，则进入防冲突子程序;如果为单卡操作，则直接进行读卡、写卡、值操作和中止操作。(4)若操作成功，所得数据回传给上位机，同时驱动LCD显示操作成功信息;若操作失败，则驱动LCD显示操作失败信息。2.2防冲突程序当读卡器对射频卡进行多卡操作时，在其天线覆盖范围内的所有射频卡将被激活，并处于识别状态，造成了多张射频卡读写冲突。所以解决冲突是多卡操作的关键。ISO/IEC18000-6TypeB协议详细规定了防冲突机制，其程序设计流程图如图5所示。该防冲突机制的原理是利用随机产生的0和1信号实现二进制树形搜索，并且设定了成功命令，进一步提高了搜索的效率，是一种二进制树形的防冲突算法[7]。具体实现过程为：首先，射频卡进入读卡器的工作范围，从离场掉电状态进入就绪状态。读卡器可以通过GroupSeleet命令和GroupUnseleet命令让读卡器工作范围内处于就绪状态的所有或部分的射频卡参与防冲突过程。针对该模式的防冲突机制，射频卡应该具有如下两种硬件电路：一个8bit的计数器和一个0、1随机数发生器。当射频卡进入识别状态(ID状态)后，将其内部的计数器清0，其中的一部分可以通过接收GroupUnselect命令重新回到就绪状态，其他处于识别状态的射频卡则进入了防冲突执行的过程中。被选中的射频卡开始下面的循环：(1)所有处于识别状态并且内部计数器为0的射频卡将发送其识别码;(2)如果有一个以上的射频卡发送识别码时，读卡器将检测到冲突而发送Fail命令;(3)所有接收到Fail命令并且内部计数器不等于0的射频卡将把本身的计数器加1;所有接收到Fail命令并且内部计数器等于0的射频卡(即刚刚发送过应答的射频卡)将产生一个1或0的随机数。如果选择了1，射频卡将把自己的计数器加1;如果选择了0，射频卡将保持计数器为0并且再次发送它们的识别码。在接下来的过程中会出现4种可能的情况;(4)情况1：如果有一个以上的射频卡发送，将重复步骤(2);(5)情况2：如果所有的射频卡都随机选择了1，读卡器将接收不到应答，此时，读卡器将会发送Success命令，所有的射频卡的计数器减1，然后计数器等于0的射频卡开始发送，接着重复步骤(2);(6)如果只有一个射频卡发送并且它的识别码被读卡器正确接收，读卡器将发送包含识别码的DataRead命令，射频卡正确接收该条命令后将进入数据交换状态，开始发送它的数据。此后，读卡器将发送Success命令，使处于识别状态的射频卡的计数器减1;(7)情况3：如果只有一个射频卡的计数器等于0并且返回应答，重复步骤(5)读卡器发Success命令或重复步骤(6)发送DataRead命令;如果有一个以上的射频卡返回应答，重复步骤(2);(8)情况4：如果只有一个射频卡返回应答，并且它的识别码未被正确接收，读卡器将发送一个Resend命令。如果识别码被正确接收，重复步骤(5)。如果识别码被重复几次的接收(这个次数可以基于系统所希望的错误处理标准来设定)，就假定有一个以上的射频卡在响应，重复步骤(2)。经过如上的防冲突过程，射频场内的射频卡将可以逐一被识别并进行数据交换。2.3串行通信程序系统使用PC机作为上位机，读卡器作为下位机。上位机与下位机之间的通信采用基于RS-232-C的串口通信。RS-232-C是一种串行通信总线标准，是数据终端设备(DTE)和数据通信设备(DCE)之间的接口标准，不同厂家生产的设备，只要它们都具有RS-232-C标准接口，则不需要任何转换电路，就可以互相插接起来。串行通信程序是MCU与PC机通信的控制程序。发送程序采用查询的方式设计，即把待发送的数据先送到缓冲区中，然后查询串口发送中断标志是不是有空，若有空就发送下一个数据。接收程序采用中断的方式设计，即当PC机要发数据给MCU时，主动向MCU申请中断，接收中断标志有效，则PC向MCU传送数据。3验证方案3.1验证平台的建立为了验证所设计的读卡器能否完成预期的功能，设计了相应的验证平台[8]。验证平台由数据解码通道、数据编码通道以及指令分析器三部分组成。数据解码通道是对读卡器发送出的数据帧进行解码，提取指令的原始数据;指令分析器是对收到的指令数据进行判断，同时返回相应的数据并发送给数据编码通道;数据编码通道则是对发送来的数据进行编码，再发送给读卡器。平台采用VerilogHDL硬件语言搭建，选用Altera公司Cyclone系列的EP1C6Q240C8芯片为目标器件，使用QuartusII进行综合验证，其结构框图和电路原理图分别如图6、图7所示。3.2测试结果分析(1)时序分析通过运行QuartusII7.1自带的时序分析器，可以得到时序分析的一些参数：tsu(输入建立时间)、tco(时钟到输出延时)、th(保持时间)分别为3.530ns、13.174ns、0.751ns。基频时钟clk可以达到89.06MHz，而ISO/IEC18000-6TypeB协议规定的基频时钟为40kHz。从分析本系统的时序结果显示，完全符合协议要求。具体的时序分析结果如图8所示。(2)功能分析功能分析以GROUP_SELECT_LT命令为例。GROUP_SELECT_LT命令是多卡操作中的组选命令，射频卡接到此命令，卡内指定地址的数据与帧中提供的数据进行对比。若卡内数据较小，则返回射频卡的64bit序列号，否则不作任何响应。GROUP_SELECT_LT命令的命令号为03，地址设为0F，掩码设为FF，64bit数据全设为F，所以从MCU传给FPGA的命令数据为03_0F_FF_FFFF_FFFF_FFFF_FFFF。原始数据经过FPGA数字信号处理模块处理后，就成了一帧基带数据信号。验证平台将读卡器发来的数据帧进行解码，然后判断指令并返回射频卡的64bit序列号，经编码后成一帧数据帧发送给读卡器。读卡器收到此帧后即解码，并进行CRC校验，若都没有错，则把解码后的数据传输给MCU。GROUP_SELECT_LT命令仿真波形图如图9所示，实验证明可实现ISO/IEC18000-6TypeB协议。随着RFID相关国际标准的确立(如ISO/IEC18000)RFID的研发已成为国际性的课题。在诸多RFID工作频段中，UHF频段的RFID技术前景为看好，也成为现今RFID技术领域研究的热点。来源：维库电子市场网

1.概述IC卡(IntegratedCircuitCard，集成电路卡)是将一个微电子芯片嵌入符合ISO7816标准的卡基中，做成卡片形式。非接触式IC卡又称射频卡。IC卡是继磁卡之后出现的又一种新型信息工具。IC卡是指集成电路卡，一般用的公交车卡就是IC卡的一种，一般常见的IC卡采用射频技术与IC卡的读卡器进行通讯。CombiSIM(又称DualInterface双界面)卡方案指通过更换手机内部SIM，取代以CombiSIM卡，在保留原接触界面的SIM卡功能基础上增加非接触IC卡应用界面。CombiSIM卡方案在手机中增加了非接触IC卡的功能，但没有实现读写器和双工通讯功能。NFC是NearFieldCommunication缩写，即近距离无线通讯技术。由飞利浦公司和索尼公司共同开发的NFC是一种非接触式识别和互联技术，可以在移动设备、消费类电子产品、PC和智能控件工具间进行近距离无线通信。NFC提供了一种简单、触控式的解决方案，可以让消费者简单直观地交换信息、访问内容与服务。上述两种方案尽管技术上都可行，但对于一机(卡)多用来说，是如何理顺移动设备制造商、移动服务运营商和应用服务运营商之间的关系，在这股跨行业的新应用整合中，需要一种平衡的、兼顾各方利用的渐进式方案。本文提出的SMAP解决方案，可以适用于移动支付、产品防伪、追踪监管、数字签名、身份和信息获取等多类应用，是移动终端与RFID结合的一种平衡演进之路。2.SMAP平台及其应用的体系结构2.1.SMAP平台的体系结构SMAP平台构建在现有的非接触式IC卡应用和移动通信应用的基础上，进一步集成各种应用环境和安全体系，形成更小型的、更安全的、价格更低廉的和更便捷的高频RFID应用环境，SMAP平台的结构框图如下：在SMAP平台的体系结构中，SMAP模块(芯片)、安全体系和中间件产品构成了其内容，这里定义SMAP模块(芯片)为具有安全体系的、可以进行应用导入的、对外通过中间件提供服务的高频RFID应用产品。2.2.SMAP平台的架构如前所述，SMAP平台是针对移动终端与RFID应用结合的解决方案，其基本的架构为移动通信终端+SMAP模块+RFID，如下图所示：SMAP模块通过接口电路与移动通信终端集成在一起，RFID也被集成在移动终端上，其中RFID可以是单列的独立部分，也可以与SMAP模块集成在一起。单列的独立RFID可以接受SMAP模块的射频操作，这样做的目的是能很好地兼顾现状。正如前面所述，以非接触IC卡为技术的一卡通技术在我国得到了广泛的应用，典型和成熟的应用行业如公交一卡通、校园一卡通等，刷卡消费作为一种小额消费在这些行业广为接收，并且已经形成了事实上的利益关系。另一方面，在我国的现行制度规定下，除了银行及其相关单位之外，其他单位要发行带金卡具有很大的制度上的障碍。2.3.SMAP模块的发展路线在上述应用的体系结构中，其是SMAP模块，目前状态下，SMAP模块是内置安全特性和应用流程的多芯片模块，该模块的结构如下图所示：其中，SMAP模块由3块芯片及若干分立元件组成，芯片为主控MCU，包含IO接口及电源管理控制接口;Reader为通用RFID读写器，支持访问13.56MHz频段下的ISO14443typeA，typeB标准及ISO15693标准的产品;RFID为独立的电子标签模块，其可以独立封装天线，通过射频耦合与Reader通讯。RFID分立的SMAP方案天线共享SMAP方案单芯片SMAP方案种方案是采用独立RFID的SMAP模块方案，该方案优点是独立RFID可以低障碍地引入现有的非接触应用运营商，发行和应用模式几乎保持不变，支持非接触的掉电应用模式，该方案适用于该类新应用初期概念的试点期;第二种方案是RFID与SMAP模块集成在一起，共用一副天线，方案二与方案一实现的功能相同，优点是减小独立RFID标签尺寸对手持移动终端的外观设计影响，但需要应用运营商与移动运营商、手机制造商之间的配合，该方案适合于一机多用的推广期;第三种方案则真正将SMAP模块集成为一颗单芯片，支持ISO18092标准，并将SMAP应用与SIM进行关联，是在前两种方案试运行后根据市场的反馈而推出的真正大规模推广的解决方案。3.安全体系在SMAP的应用过程中，安全性是基本也是重要的要求。特别是移动支付应用，根据PBOC2.0的要求，在支付过程中，应该根据不同的交易类型，实现联机或脱机的交易。在SMAP不同的应用中，IC卡(RFID)主要有两种不同的产品：一般的逻辑加密卡或者CPU卡。一般来说，对于CPU卡，终端只是在用户卡与后台或PSAM卡之间传递数据，无须获得用户卡的密钥。密钥存储在后台或PSAM卡中，在交易过程中通过分散算法计算出用户卡的密钥，并进一步计算出相关的交易数据输出或对输入进行验证，系统的安全体系与终端是不相关的。SMAP应用的安全体系支持三种模式：种模式：后台密钥支持体系此种方式下，所有的密钥被放置在应用服务提供商的后台服务器上，由后台服务器向前端应用提供实时的密钥服务，其基本的过程如下图所示：在每次交易时，终端向后台申请分散后的卡片密钥密文，传送给SMAP模块，由模块解密后使用。一般来说，应用服务提供商比较倾向于这种模式。应用开始之前，用户需要向应用服务提供商提出应用申请，由应用服务提供商完成对用户终端的初始化工作。第二种模式：采用本地SIM卡作为SAM卡的安全体系此种方式下，密钥被放置在移动终端的SIM卡中，SMAP模块在需要时，向SIM卡申请密钥服务。此种方式的基本结构和过程如下图所示：此种方案的应用初始化工作由移动通信运营商负责提供，其初始化的过程就是在SIM卡中增加应用所需要的密钥以及在SMAP模块中导入应用程序。第三种模式：内部模拟SAM卡的安全体系此种方式下，密钥被放置在SMAP模块的内部，SMAP模块在需要时，由内置的安全服务计算出访问IC卡的密钥。此种方式的基本结构和过程如下图所示：来源：维库电子市场网

引言随着移动通信技术的发展，射频(RF)电路的研究引起了广泛的重视。采用标准CMOS工艺实现压控振荡器(VCO)，是实现RFCMOS集成收发机的关键。过去的VCO电路大多采用反向偏压的变容二极管作为压控器件，然而在用实际工艺实现电路时，会发现变容二极管的品质因数通常都很小，这将影响到电路的性能。于是，人们便尝试采用其它可以用CMOS工艺实现的器件来代替一般的变容二极管，MOS变容管便应运而生了。MOS变容管将MOS晶体管的漏，源和衬底短接便可成为一个简单的MOS电容，其电容值随栅极与衬底之间的电压VBG变化而变化。在PMOS电容中，反型载流子沟道在VBG大于阈值电压时建立，当VBG远远大于阈值电压时，PMOS电容工作在强反型区域。另一方面，在栅电压VG大于衬底电压VB时，PMOS电容工作在积累区，此时栅氧化层与半导体之间的界面电压为正且能使电子可以自由移动。这样，在反型区和积累区的PMOS电容值Cmos等于Cox（氧化层电容）。在强反型区和积累区之间还有三个工作区域：中反型区，弱反型区和耗尽区。这些工作区域中只有很少的移动载流子，使得Cmos电容值减小（比Cox小），此时的Cmos可以看成Cox和Cb与Ci的并联电容串联构成。Cb表示耗尽区域电容的闭环，而Ci与栅氧化层界面的空穴数量变化量相关。如果Cb（Ci）占主导地位，PMOS器件工作在耗尽（中反型）区；如果两个电容都不占主导地位，PMOS器件工作在弱反型区。Cmos电容值随VBG变化的曲线如图1所示。工作在强反型区的PMOS的沟道寄生电阻值可以由下式得出：(1)式中，W，L和kp分别是PMOS晶体管的宽度，长度和增益因子。值得注意的是，随着VBG接近阈值电压的，Rmos逐步增加，在VBG等于阈值电压时Rmos为无限大。这个公式基于了简单的PMOS模型，事实上，随着空穴浓度的稳步减少，Rmos在整个中反型区会保持有限值。反型与积累型MOS变容管通过上面的分析，我们知道普通MOS变容管调谐特性是非单调的，目前有两种方法可以获得单调的调谐特性。一种方法是确保晶体管在VG变化范围大的情况下不进入积累区，这可通过将衬底与栅源结断开而与电路中的直流电压短接来完成（例如，电源电压Vdd）。图2是两个相同尺寸MOS电容的Cmos－VSG特性曲线的相互对比。很明显反型MOS电容的调谐范围要比普通MOS电容宽，前者只工作在强，中和弱反型区，而从不进入积累区。更好的方法是应用只工作在耗尽区和积累区的MOS器件，这样会带来更大的调谐范围并且有更低的寄生电阻，即意味着更高的品质因数，原因是其耗尽区和积累区的电子是多子载流子，比空穴的迁移率高约三倍多。要得到一个积累型MOS电容，必须确保强反型区，中反型区和弱反型区被禁止，这就需要抑制任何空穴注入MOS的沟道。方法是将MOS器件中的漏源结的p+掺杂去掉，同时在原来漏源结的位置做n+掺杂的衬底接触，如图3所示。这样就将n阱的寄生电阻减少到。积累型MOS电容和普通MOS电容的调谐曲线如图4所示。可以看到积累型MOS电容良好的单调性。值得注意的是在设计积累型MOS电容的过程中没有引入任何附加工艺流程。设计与仿真结果笔者所采用的VCO电路结构如图5所示。这是标准的对称CMOS结构，两个变容管对称连接，减小了两端振荡时电位变化对变容管电容值的影响，提高了频谱纯度。为了保证匹配良好，电感要采用相同的双电感对称连接。此外，由于LC振荡回路由两个尺寸非常大的片内集成电感和两个同样有较大尺寸的积累型MOS变容管组成，较高的损耗使得品质因数不高，这就需要较大的负跨导来维持振荡持续进行；并且等效负跨导的必须比维持等幅振荡时所需要的跨导值大才能保证起振，所以两对耦合晶体管需要设置较大的宽长比，但大的宽长比同时带来较大的寄生效应，造成相位噪声和调谐范围受到影响，终在底端用两个NMOS晶体管形成负电阻以补偿VCO的损耗。根据小信号模型分析，忽略各种寄生及高阶效应，可以估算得到等效负电阻RG的大小为（设两个有源器件跨导分别为gM1，gM2）：(2)顶端的PMOS晶体管提供偏置电流，这种结构所需的电源电压很低。整个设计基于TSMC的0.35μm锗硅射频工艺模型PDK，共有三层金属。其中，电感为平面螺旋八边形，由顶层金属绕制而成。选取电感值为0.6nH，那么在振荡频率选定的情况下可以确定总的电容大小。构成LC振荡回路里的电容成份有电感的寄生电容（很小），NMOS晶体管的漏－衬底电容，栅－漏电容，栅－源电容和重要的积累型MOS电容。在保证起振的情况下，为了获得更大的调谐范围，一项所占比例必须尽可能大。采用的电源电压为1.5V，功耗约为10mW。用Cadence平台下的SpectreRF进行仿真，得到的调谐曲线如图6所示。控制电压在0～2V变化时，振荡频率在3.59～4.77GHz间变化，中心频率为4.18GHz，调谐范围约为28％。中心频率处的相位噪声曲线如图7所示，此时的控制电压为0.75V，对应偏移量600kHz的相位噪声为-128dB/Hz。当控制电压由0.75V变到2V时，振荡频率变为4.77GHz，相位噪声变为-135dB/Hz，降低了7dB。这是由两个方面的原因引起的，首先是由于LC振荡回路总的电容减小，振荡频率增加，这就减小了要维持振荡所需的负跨导，但因为两个NMOS晶体管提供的负跨导几乎不变，所以就使得稳定振荡幅度增加，相位噪声减小。另外一方面是源于此过程中积累型MOS电容的沟道寄生电阻会随着电压升高而变小，从而降低了损耗，降低了相位噪声。与采用反型MOS变容管设计的VCO比较，由于电子具有较高的迁移率，使得积累型MOS电容的沟道寄生电阻比反型MOS电容要低，即意味着积累型MOS电容具有较高的品质因数，导致了VCO整体性能有所提高，特别是相位噪声有所减少。比较结果如表1所示。考虑到工艺和功耗等因素，采用积累型MOS电容有更大的优势。结论基于0.35μm工艺，考虑低压和低功耗，设计了一个工作频率为4.2GHz的VCO，并在该电路中分别采用积累型MOS电容和反型MOS电容进行调谐。仿真结果表明，两种VCO调谐范围与中心频率几乎相同，在功耗约为10mW的情况下，积累型MOS调谐的VCO表现出更好的相位噪声性能。来源：维库电子市场网

"走的管好门窗、关闭一切电源，注意安全！"这样的话语相信各位再熟悉不过了吧。现在市面上的插座基本都是非智能的，用电器接在插座上人们一般不会直接切断用电器电源因而用电器总是处于待机状态，如果插座此时处于接通状态，用电器就会产生待机功耗，造成电能的浪费。更有甚者如果用电器发生短路或者超负荷有可能引起火灾，存在较大的安全隐患。智能插座产品的推行，确实能够帮助用户解决潜在的问题，安全用电确实关乎大家的人身安全，因此设计一款安全节能的智能插座很有现实意义。本节能智能插座方案，正为解决能源浪费及用电安全问题促进低碳生活而设立。一、智能插座设计原理如图1所示，整个系统由五个部分组成，分别是系统电源、功率检测模块、MCU控制单元、执行机构、输入外设。2、硬件设计及原理电源模块是基于LNK304设计。图2中L和N为220V交流电接口，将交流电加在LNK304芯片上，LNK304的S脚会输出12V电压，通过R13和R14分压成6V再通过一个三极管加强驱动能力，三级管上有部分压降，所以输出电压VDD大概为5V。功率检测采用FC7759芯片，FC7759会根据采集到的电压信号与电流信号计算功率，根据功率的大小在CF脚输出一定频率的脉冲序列，该脉冲序列的频率与功率的大小成正比。单片机可以根据读到的脉冲频率来判断功率的大小从而发出相应指令来控制执行机构做出相应动作。图中FLQ为采样电阻，采集的是电流信号，R3，R4，R5，R6电阻分压，采集的是电压信号。二、MCU控制部分控制部分采用MP20E01型单片机，该型号单片机功耗低，体积小，价格低廉同时IO也满足本设计的需求。如图4，功率检测模块输出的脉冲信号送到MP20E01单片机的P14脚，P12脚读取按键信号，P15脚读取外部红外遥控信号，P13脚控制LED指示灯，P1.1控制继电器开启或关断插座电源。当单片机检测到用电器功率过高或过低时控制继电器导通或关断从而实现对插座电源的控制。通过按键输入可以实现对插座电源的开启和关断，还能进行一些功能设定（如设置学习功能），红外遥控主要用来开启插座电源。三、软件流程图程序流程如图8所示，上电后初始化单片机IO口、定时器，进行中断初配置然后进入大循环。检测按键或红外信号，如果输入无信号则继续检测按键和红外信号，如果有信号输入则开启插座电源。然后单片机判断此时是否为空载，如果为空载则控制继电器关断插座电源，如果不为空载则检测学习功能设置标志位是否为1，如果为1则进行学习功能设定，如果不为1则进入到下一步。单片机判断当前功率是否处于阈值本智能插座设计本系统支持多个红外线频段，可以使用各种红外遥控器对系统进行操作。解决了用电器待机能耗的浪费问题，也解决了用电器短路或超负荷工作时安全问题，运行稳定，抗干扰能力强，可靠性高，操作人性化。更重要的是结构简单，成本低廉具有很好的应用前景。来源：维库电子市场网

引言目前，使用超声波技术进行空间测量和定位已相当普遍。有的运用超声波的反射特性，有的综合运用红外和超声波传感器采取三边测距的定位方法，前者因为超声波传输介质的影响使测量无法提高，超声波衰减特性使其传播的距离有限，再利用反射特性更加缩短了传播的距离。后者虽然有所提高，测量的距离增加了，但是出现了测量盲区的问题，待测目标在某些位置不能同时检测到3个以上的超声波信号时，使系统无法定位。本文在第2种方法的基础上在系统中加入了光电编码器测距定位原理，消除其定位盲区的问题。1定位原理1.1红外超声三边测距定位原理首先在室内建立一直角坐标系，规定好原点、X轴、Y轴、和Z轴。在室内上空固定位置设立3个参考点A、B、C，坐标分别为(x1，y1，z1)、(x2，y2，z2)、(x3，y3，z3)。使用红外超声系统测出目标点到3个参考点的距离L、M、N为：由式(1)～式(3)解出目标点的坐标值(x，y，z)。这就是红外超声的定位原理，简单且容易编程实现。下面说明目标点与参考点间距离的测量原理。光速与超声波速度在量级上的极大差值是实现测距功能的基础。测距原理见图1。超声波和红外光的传播速度为常量，其传播距离与时间的曲线均为直线，直线斜率即波速，易知曲线①为红外光曲线，曲线②为超声波曲线。指定距离D，设红外光与超声波在0时刻同时从某一参考点出发，红外光经t1时间走完指定距离，超声波经t2时间走完指定距离，则D=vt2，式中v为超声波速。令t=t2-t1，可得D=v(t+t1)。已知红外光速为3×108m/s，超声波在空气中速度为3.4×102m/s，在室内这样的距离范围，近似认为t1=0，得到D=vt。系统在每个参考点安装单片机控制的红外和超声波发射管，在目标点安装红外和超声波接收管，同样连接单片机。某一时刻参考点发射红外和超声信号，目标点在接收到红外信号时启动单片机的内部计数器、在接收到超声信号时停止计数器，这样二者的时间差t被记录下来，将t与超声波速相乘就得到待测距离D。实际上，信号处理总是有延时的，由此带来的测量误差必须补偿，终得到算式为：d=vt+n。式中：d为距离测量值;v为超声波速;t为单片机记录的红外光和超声披到达目标点的时间差值;n为系统器件延迟误差补偿项。1.2光电编码器测距定位原理光电编码器是一种通过光电转换将输出轴上的机械几何位移量转换成脉冲或数字量的传感器，这是目前应用多的传感器，由光栅盘和光电检测装置组成。光栅盘是在一定直径的圆板上等分地开通若干个长方形孔。由于光电码盘(称为译码轮，见图2)与电动机同轴，电动机旋转时，光栅盘与电动机同速旋转，经发光二极管等电子元件组成的检测装置检测输出若干脉冲信号。发光二极管和光敏传感器组成光电耦合器。光敏传感器内部沿垂直方向排列有2个光敏晶体管A和B。由于译码轮有间隙，故当译码轮转动时，红外发光二极管发出的红外线时而照在光敏传感器上，时而被阻断，从而使光敏传感器输出脉冲信号。光敏晶体管A和B被安放的位置使得其光照和阻断的时间有差异，从而产生的脉冲A和脉冲B有一定的相位差。利用这种方法，就能测出码盘滚轴滚动方向。滚轴每转动一个小角度，车轮位置计数器加1，每隔一定时间，单片机把车轮位置计数器的值读出，通过计算得出车轮移动的位移(当小车转弯时为弧线长度和弧线切线方向)，再把位移信息发送给上位机。基于以上原理，在同轴二轮驱动小车(同轴二轮驱动小车的2个轮子的运行轨迹总是平行的)的2个驱动轮子的正上方一定高度的a、b这2点安装红外超声定位单元，定位每个点的坐标。在2个轮子各自轴上安装光电编码器测距单元，用来测量2个定位时刻点间轮子移动的距离和前进倒退情况。对移动小车的定位分为3种情况：a)在某一定位时刻a、b这2点能够同时检测到3个参考点的信号(地面是平的，进行平面二维定位时只需2个信号)，就用红外超声定位方法计算移动小车的位置，计算出它们中点的位置(即移动小车的位置)，并根据前一时刻a、b这2点的坐标、2个轮子间的固定距离判断出轮子相对于所建坐标系的运行方向。b)a、b中只有1点能够同时检测到3个参考点的信号，则根据前一时刻a、b这2点的坐标、光电编码器测得2个轮子的移动距离长短比较、2个轮子间的同定距离计算出移动小车的位置和运行方向。c)a、b这2点都不能同时检测到3个参考点的信号，则根据前一时刻a、b这2点的坐标、2个轮子的固定距离、光电编码器测得2个轮子的移动距离计算出小车的坐标和运行方向。下面给出第2种情况的求解方法，见图3。通过比较光电编码器所测2个轮子的移动距离，可得出小车向移动距离短的轮子一侧转弯，已知红外超声测得的a′、b′、b点的坐标，2个轮子的间距d，线段aa′和bb′平行，ab和小车的运动方向垂直，根据几何知识可以求出a点的坐标和小车的移动方向，其他情况亦然。2系统的硬件结构系统主要由超声波信标节点(参考点)、一个红外发射管、一个超声波发射头及各自的驱动电路和微控制器SST89E564RD(以下简称564RD)8位单片机组成。普通节点(目标点)由8个红外接收管、8个超声波接收头及各自的驱动电路和8个564RD组成红外超声接收单元，每一个红外接收和超声波接收为一对，用一个564RD控制，分成2组，每组4对，在每个轮子的上方一定高度间隔90°与水平面成45°夹角向上分布。因为测量的目标点是移动物体，所以采用多通道同时接收的方法缩短每次测量所用的时间，提高定位。光电编码器测距单元由译码轮、光电偶合器和一片564RD组成。用1片564RD作为主控芯片，与8个超声波接收单元、2个光电编码器测距单元使用串口进行通信，主控制器渎取各个单元的测量数据，完成定位运算，同时起到同步各个单元工作的作用。564RD的晶振都为40MHz。图4给出单个红外管和超声波发射电路，图5给出单个红外管超声波接收电路。超卢波的发射管为T40-16(对应接收管为R40-16)，中心频率为40kHz。红外发射管为SE303A(对应接收管为PH302)，564RD用2个I/O口分别输出载频为40kHz、调频为5kHz的方波信号驱动红外发射管，以及载频为40kHz、调频2kHz的方波信号驱动超声波发射管。3系统的软件设计系统上电后各单元进行初始化，各部分工作如下：a)超声波信标节点不断向外发射红外和超声波信号，每个节点的红外与超声波信号编码相对应，并且与其他节点的信号编码不同。b)普通节点每隔1s(可以改变，但不能太长，否则小车出现拐弯时运行轨迹可能不平行)进行定位，主控制器通过串口向各个单元发出定位信号并启动内部定时器，延时100ms后依次读取8个超声测距单元所测得的a、b这2点到参考点的距离信息和2个光电编码器测距单元记录的位移信息，计算出移动小车的位置和运行方向。定时器定时到1s后重复此过程。主控制器的软件流程如图6所示。c)2个光电编码器测距单元初始化后立刻开始记录轮子的位移，串口收到定位信号后，将记录的位移信息存到指定位置，等待主控制器读取，并从0开始继续记录位移情况。d)普通节点检测到定位信号后，接收红外和超声波信号，记录一组相对应的红外超声信号的超声波传输时间，存到指定的位置，等待主控制器读取。在串口接收到定位信号的开始100ms时间内有这样的信号，则把第1次接收到对应的时间存人指定的位置就不再检测接收了，如果100ms时间内没有检测到相应的信号，就送数据0到指定的位置。4系统误差分析及实验测距结果定位误差主要有以下5方面：超声波器件的形状和安装位置造成坐标系参考点和待测目标点的位置偏差;系统电路器件延迟产生的误差;小车是不断运动的，由于超声波传输速度比较慢，请求定位时刻到定位完成，小车已经移动了一定的距离;在不能连续检测到足够参考点信号时，位置的确定依靠前一时刻的测量，会造成累计误差;温度条件对超声波的影响。图7给出了在室温20℃、超声波速度为340m/s、小车2个轮子间距离为0.2m、移动速度为0.2m/s、平面二维定位实验测量的一段轨迹，实验通过对前3个方面误差补偿计算，使定位达到3cm。5结束语因为光电编码器测距定位依靠前一测量点的信息，必然导致定位误差的累积;而红外超声三边测距法是一种只依靠当前测量点信息的位置定位方法。此系统综合了这2种方法，消除了累积误差，并解决了定位盲区的问题，对移动小车有一个较准确的定位。来源：维库电子市场网

随着物联网的研究和无线传感网络技术迅速发展，ZigBee技术作为一种新兴的低成本、低功耗、低速率短距离的无线传感网络技术，它是基于IEEE802.15.4标准开发的无线协议。IEEE802.15.4负责物理层和MAC层，而ZigBee联盟负责制定网络层和应用层。利用ZigBee技术实现定位具有低成本、低功耗的优点，且信号传输不受视距的影响，被广泛的应用于环境监测、工业现场采集、智能家居和医疗护理等领域。RFID(RadioFrequencyIdentification，射频识别)是利用射频信号通过空间融合(交变磁场或电磁场)实现无接触信息传递并通过所传递的信息到达自动识别目的的技术。射频识别卡的优点就在于它的非接触性，因此它在完成识别工作时无须人工干预，适于实现自动化、可识别高速运动物体并可同时识别多个射频卡，操作快捷方便。RFID技术是一个崭新的技术应用领域，它小仅涵盖了射频技术，还包含了射频技术、密码学、通信原理和半导体集成电路技术，是一个多学科综合的新兴学科。因此，对RFID技术的认识和研究具有深远的理论意义。目前实现室内定位主要有基于测距技术和非测距技术，基于测距的定位算法有AOA、TOA、TDOA、RSSI;基于非测距技术的定位算法主要有：DV-Hop定位算法、质心算法、凸规划定位算法等。基于测距的定位机制定位相对较高，在低功率无线设备组成的高密度网中，由于各设备之间的同步无法实现，利用AOA、TDOA估计具体难以实现。尽管可以通过测量TOA来估计距离，但是多径和噪声，以及参考时钟的不性，都将使距离估计的效果变差;基于非测距的定位算法无需测量节点间的绝地信息和角度信息，是利用网络连通性计算节点的位置，但是定位低。而基于RSSI的距离估计，可以由传感器节点自身测量得到，不需要额外的硬什支持。与单纯利用连通信息的算法相比，RSSI增添了额外的有价值的信息。所以基于RSSI的测距是无线传感网络较常用的方法。本人通过基于RSSI的测距技术，采用RFID和ZigBee技术相融合的室内定位系统设计，有效的提高了室内的定位，以及实现了房间级的定位。1定位系统的整体设计本系统的设计有5个部分组成，包括上位机、网关、基站、电子标签、参考节点。上位机的功能是监控和管理整个系统。定位系统的结构框图如图1所示。网关的功能是由协调器来充当，它在整个系统中起着至关重要的左右，首先它要响应上位机发出的命令，开启网络，等待其他类型的节点入网，其实还要接收各节点的上传的数据并传送给上位机软件处理。基站是由ZigBee模块和RFIDReader模块组成，它们之间通过RX/TX进行数据的传输，基站的功能是在定位过程中接收上位机发送过来的消息，以调制的方式形成射频信号，通过天线不断的向外发送射频信号;其中的ZigBee模块也可以作为参考节点的作用，能够将自身的坐标信息和RSSI值发送给盲节点。电子标签是由ZigBee模块和RFIDTag模块组成，它们直接是通过SPI接口连接起来的。其功能是接收基站发送过来的射频信号，经过解调和解码后，将数据通过SPI方式传送给ZigBee模块，ZigBee模块冉通过尤线的方式发送到网关。ZigBee模块还有另外一个作用，就是作为盲节点，可在参考节点包围的区域内任意移动。它与参考节点、网关构成一个定位系统。参考节点仅只有一个ZigBee模块组成，它是一类静止的、已知自身位置坐标信息的节点，其功能是将自身的RSSI值和位置坐标信息发送给盲节点。2定位系统的硬件设计2.1网关网关的设计包括2个部分，即无线通信模块和辅助功能模块。其中无线通信模块是这个网关的部分，负责跟基站、电子标签以及参考节点等之间进行通信。辅助功能模块是完成定位串口通信、状态指示、LCD的显示、供电等辅助功能。网关的结构框图如图2所示。2.2基站基站的设计包括2个部分，RFIDReader模块和ZigBee模块。其中RFIDReader模块主要是由PIC16F887的微控制器和匹配电路组成。RFIDReader模块和ZigBee模块两者之间通过RX/TX进行数据传输。基站的结构框图如图3所示。上位机发送命令，网关将激励器ID等信息无线发送给基站中的ZigBee模块，ZigBee模块通过RX/TX将激励器ID等信息发送给微控制芯片PIC16F887处理，微控制芯片通过输出PWM信号，产生频率125kHz的载波，并将激励器ID等信息以OOK调制方式调制在125kHz载波上形成激励信号，其中的数据编码是通过曼彻斯特编码，然后经过驱动器TC4422的功率放大作用，通过天线不断的向外发送125kHz的激励信号。当有RFIDTag模块接近该区域时即被唤醒，微拧制器通过控制片选信号CS，将数据通过曼彻斯特码的形式发送给RFIDTag模块。ZigBee模块既可以与RFIDReader进行数据传输，还可以作为参考节点，将自己的坐标信息和RSSI值发送给电子标签中的盲节点。2.3电子标签电子标签的设计包括RFIDTag模块和zigBee模块。其中RFIDTag模块主要是由AS3933前端模拟芯片和匹配电路组成，ZigBee模块是由射频芯片CC2530和匹配电路组成。它们之间通过SPI接口进行数据传输。CC2530通过SPI接口配置AS3933，详细的引脚连接如图4所示。RFIDTag模块接收基站发送过来的125k的激励信号，再通过AS3933芯片对激励信号解调，并对曼彻斯特码进行解码后，通过配置SPI总线的相关寄存器，当WAKE的电平为“1”时，说明有数据到来，ZigBee模块中的CC2530将数据从AS3933中的DATA中读出，并打包后，通过天线将数据包无线发送给网关，送到上位机机进行处理，上位机根据激励器ID和电子标签ID判断，可以知道电子标签在某个激励器所在位置，ZigBee模块既与RFIDTag模块进行数据传输，还可以作为盲节点，不断的向参考节点发送定位请求，从而，获取参考节点的坐标信息和RSSI值，再通过调用定位算法，计算出自己的坐标信息和RSSI值，无线发送给网关，将数据发送给上位机，根据坐标信息可以知道电子标签的位置。通过RFIDTag模块与ZigBee模块相互配合，能够实现更的区域定位和房间级定位。2.4参考节点在该设计中，有单独的参考节点模块以及基站上的ZigBee模块也可以作为参考节点。参考节点的设计包括2个部分，分别为无线通信模块和辅助功能模块。参考节点中的尢线通信模块接收网关发送过来的参数配置：收集盲节点通信时的RSSI值，并计算其平均值;能够发送自身的坐标信息和RSSI的平均值。辅助功能模块包含3个部分，分别是指示模块、按键模块、供电模块。指示模块是完成定位状态的指示;按键模块是加入和绑定网络;供电模块是负责对整个参考节点的供电。参考节点的结构框图如图5所示。3定位系统的定位流程定位系统的基本思想就是系统对网络内的参考节点和盲节点节点进行参数配置之后，盲节点等待网关发送定位请求，当盲节点接收到网关发送来的定位请求后，就开始发送一系列的RSSIBlast信息进行广播，参考节点接收到盲节点发送过来的RSSIBlast数据，并保存其RSSI值。等待盲节点已配置完成规定的时间间隔后，盲节点向参考节点发送XY—RSSI请求广播，每个接收到RSSIBlast信息广播的参考节点将计算接收到的RSSI值，并根据该请求的RSSI值和之前的RSSIBlast的RSSI值计算出平均值，发送XY—RSSI响应给盲节点，盲节点接收XY—RSSI响应后，参考节点将向盲节点发送自己的坐标信息和RSSI值。盲节点收到这些参数后，根据定位算法计算出自己的坐标信息，将计算得到的坐标信息发送给网关，网关再通过串口将数据发送到PC机上。定位系统的定位时序如图6所示。4实验结果分析定位软件设计后，搭建硬件平台，采用810的实验室房间进行定位。红色的圆形点代表固定的参考节点位置，黄色正方形点代表电子标签的实际位置，粉色的长方形代表放置在基站，蓝色色三角形代表使用上位机监控软件监测到的位置。我们在房间内放置四个参考节点，坐标分别为(0，0)、(0，5)、(5，0)和(5，5)，围成一个55的区域，并记录电子标签的坐标位置;定位图像如图7(a)所示。保持电子标签点不动，再增加一个参考节点，再次记录坐标;定位图像如图7(b)所示。继续保持电子标签不动，在房间的门口增加一个基站。记录其坐标。定位图像如图7(c)所示。在没有增加基站的条件下，通过观察图7(a)、7(b)的定位图像，可以发现随着参考节点的增加，上位机监测到的测量值越来越接近实际值，所以在一定的范围内，随着参考节点的增加会提高定位的。在相同参考节点下，在房间的门口增加一个基站，观察图7(c)的定位图像，发现上位机监测到的测量值要比图7(b)中监测到的测量值更接近于实际值。由于基站上既有RFIDReader，还有参考节点。所以不仅能提高定位，而且还能确定电子标签的具体位置。这说明通过RFID与ZigBee两者很好的结合，可以很好的提高房间区域的定位，而且实现了房间级的定位。5结束语文中主要从硬件设计介绍了一种基于RFID和ZigBee技术相融合的室内定位系统的设计方案，对定位系统的硬件各个功能模块进行详细的介绍，并对定位系统软件流程进行了分析。通过合理布设参考节点和基站，在室内环境中进行了实测，在定位模块通信范围内，通过增加参考节点的数量以及增加基站等有效方式，可以有效的提高定位的。通过实验证明，通过RFID和ZigBee技术相融合的设计方案，不仅可以达到1m之内的定位，还实现了室内房间级的定化。该方案的硬件设备要求低、定位高的特点，很好地满足了市场需求。采用基于ZigBee和RFID的室内定位系统的设计方案可以很好的应用在智能楼字、地下车库、医疗护理等方面。来源：维库电子市场网

在手机和其它小型便携式应用中，无线电源系统不断得到认可。现有标准受限于5W电力传输，但是智能手机、平板电脑和便携式工业及医疗应用不断增长的电力需求对供电能力提出了更高的要求。随着输出功率的增加，必须在系统设计初就将效率和热性能考虑在内。这篇文章回顾了可批量生产的10W无线电源系统的实现方式，并提供了与系统性能优化有关的系统设计指南。给出了一些已经在10W应用中成功测试的收发器（TX）和接收器（RX）线圈的示例。无线电源多年前就已经出现，形式也有多种，不过近才由于行业标准的出现而变得更为普遍。智能手机和小型平板电脑是目前使用无线电源的主要产品类别。然而，这项技术也开始扩展到可穿戴设备以及医疗和工业应用。当无线电源与无线连通技术配合使用时，就可以使无外部接头、完全密闭设备的设计成为可能。这使得无线电源成为所有需要在室外或潮湿环境中运行的便携式系统的理想选择。现有的工业标准只有有限的功率输出能力通，常在5W范围内。更高功率标准的开发正在进行当中，截至2014年12月，还未完全确定。因此，那些需要更高功率水平来为较大容量电池充电的器件就需要定制或专有设计。虽然系统设计人员有可能使用标准组件“从零开始”，但是这种方法就很难实现终端产品快速投放市场的这一目标。现在市面上的互补发射器和接收器芯片组可实现针对便携式应用的10W无线电源系统的即刻设计，其中包括一个和两个电池节电池组架构。无线电源系统架构图1中显示的是一张紧密耦合智能无线电源系统的简化图。如果从原理图的角度来看，它看起来很像一款变压器耦合隔离式电源转换电路。然而在这里，初级线圈和次级线圈是完全分离开来，而不是绕在同一磁芯上的。电能从发射器（初级，或TX）端传输到接收器（次级，或RX）端，而接收器电路以数字脉冲的形式将反馈发送回磁耦合器件。图1：典型无线电源系统架构图将功率性能扩展至10W就不得不有几点额外的考虑。首先，必须将硅功率元件设计成能够处理所需的峰值和持续功率水平。在发射器端，功率FET元件在发射控制器的外部，所以可按照需要将它们升级为能够处理峰值电流。在接收器端，解决方案的小尺寸是十分重要的，集成FET器件被用来提供单芯片器具。为了提供高效率并改进热性能，与之前的5W接收器相比，RX控制器中的FET具有更低的RDS（on）。磁性元件，即TX和RX线圈也必须具有能够处理10W电源传输所需的更高峰值电流的额定值。，由于10W系统的磁场强度更高，相对于5W系统来说，接收器端的屏蔽范围就需要扩大。这对于为系统中的金属元件提供更好的屏蔽，限度地降低接收器端的“临近、接触金属”损耗，并尽可能地提高系统效率也是有必要的。我们注意到RX控制器提供到TX控制器的反馈，要求TX根据不同负载条件，以及线圈对齐/耦合效率等的需求来改变其输出功率。一种改变输出功率的常见方法是用恒定振幅/可变频率ac信号来激励线圈。另外一个替代方法是用可变振幅/固定频率激励。可变频控制免除了对于TX端上可调前置稳压级的需要，而是依靠TX/RX谐振电路的共振调谐。当TX工作频率接近共振点时，可能功率从TX传输到RX。为了减少传递到RX端的功率，TX控制器增加其频率，使其远远高于共振峰值。在RX需要较少的功率等较轻负载情况下，TX频率往往会增加。然而，这个方法使得电力传输/控制过程在很大程度上取决于线圈调节。当在较高功率水平下使用时，一个可变频率架构在电磁干扰（EMI）控制方面也会提出一些问题。10W发射器系统运行在固定频率下，但是却使用一个可调前置稳压器来改变用于线圈激励的直流电压轨。一个全桥电路被用来生成用于TX线圈的交流激励电流。图2中显示的是一个定频（10W）无线电源发射器系统的基本方框图。当RX需要更多的输出功率时，直流电压轨为TX线圈功率级提供的电压会增加。直流电压随着RX负载的下降而减少。图2.具有一个无线数字控制的10W无线电源发射器10W系统的可调输出电压和热性能代5W无线电源系统通常在接收器端产生一个固定的5V输出电压。这已经足够为一个充电率在1A范围内的单节锂离子电池充电了，而从本质上讲，这个电源系统与随处可见的USB类型电源很相似。然而，随着便携式器件内电池容量的增加，要保持快速的充电时间就需要更高的电流。bq5102510W无线接收器输出电压可在5V至10V的范围内用外部反馈电阻器进行调节。这样就可实现对一节或两节串联电池配置的充电，并且在与一个宽输入电压范围开关模式NVDC类型充电器组合在一起时，能够保持单节电池充电情况下的高效率［7］。在诸如无线RX输出情况下，NVDC充电器架构在减少较高电压电源所需的输入电流的同时，可实现低压电池的高效充电。图3显示的是无线接收器电路板在为负载提供一个10W电源的同时，在5V，7V和10V输出设置下的热响应（分别为图。3a，b和c）。很明显，10V输出情况下产生的热量少，应该在高频开关模式充电器可用于电池充电的情况下使用。图3.无线接收器在10W负载条件下的散热测量。接收器电路上的串联谐振电容器（图4中的C1）对于优化热性能也同样关键。实际操作中，将多个电容器并连在一起来提供所需的总电容值。图4.无线电源接收器和关键谐振电容器在使用C0G（较大封装，低串联等效电阻（ESR））和X7R（较小封装，较高ESR）时的热性能差异是十分可观的（图5）。图5.电容器对热性能的影响较小的、高ESR电容器会成为RX印刷电路板（PCB）上温度的地方。由这些电容器所导致的PCB温度上升，会阻碍其散发集成电路（IC）本身产生的热量，这也就意味着IC和PCB的总体温度都会增加。又由于使用了较小的谐振电容器，总效率从80%下降到74%。图6显示的是使用一个无线电源发射器（bq500215）与一个无线电源接收器（bq51025）、评估板（EVM）和适当组件选择组合配置的10W无线电力传输的总体系统效率。图6.在5V，7V和10V输出设置时，10W电源系统的端到端效率线圈选择指南bq500215发射器评估模块使用一个无线电源联盟（WPC）类型的29，10μH，30m？线圈，其额定电流为9A。除了10W接收器之外，这个线圈确保了与之前5WWPC类型接收器的兼容性。在接收器端，应该对线圈参数进行优化，以匹配应用的目标输出电压。在需要5V输出的情况下，RX线圈的标称电感值应该在10μH范围内；对于7V或10V的较高输出电压，RX线圈应该在15μH的范围内。虽然理想状态是限度地减少线圈的直流电阻（DCR），但是在较高的输出电压情况下，允许稍微地增加DCR来应对较低的电流。图7显示的是两个典型RX端线圈。所有RX和TX线圈组装时需要背面屏蔽材料。图7.针对5V，7V和10V输出要求的典型RX线圈技术规格图8.用10W无线电源系统减少电池充电时间在设计一个完整的10W电源系统时，还有很多需要考虑在内的其它细节。参考文献提供了使用TI10W无线电源解决方案来实现一个系统的完整指南和设计计算结果。来源：维库电子市场网

本文详细阐述了混合集成电路电磁干扰产生的原因,并结合混合集成电路的工艺特点提出了系统电磁兼容设计中应注意的问题和采取的具体措施,为提高混合集成电路的电磁兼容性奠定了基础。1引言混合集成电路(HybridIntegratedCircuit)是由半导体集成工艺与厚(薄)膜工艺结合而制成的集成电路。混合集成电路是在基片上用成膜方法制作厚膜或薄膜元件及其互连线,并在同一基片上将分立的半导体芯片、单片集成电路或微型元件混合组装,再外加封装而成。具有组装密度大、可靠性高、电性能好等特点。随着电路板尺寸变小、布线密度加大以及工作频率的不断提高,电路中的电磁干扰现象也越来越突出,电磁兼容问题也就成为一个电子系统能否正常工作的关键。电路板的电磁兼容设计成为系统设计的关键。2电磁兼容原理电磁兼容是指电子设备和电源在一定的电磁干扰环境下正常可靠工作的能力,同时也是电子设备和电源限制自身产生电磁干扰和避免干扰周围其它电子设备的能力。任何一个电磁干扰的发生必须具备三个基本条件:首先要具备干扰源,也就是产生有害电磁场的装置或设备;其次是要具有传播干扰的途径,通常认为有两种方式:传导耦合方式和辐射耦合方式,第三是要有易受干扰的敏感设备。因此,解决电磁兼容性问题应针对电磁干扰的三要素,逐一进行解决:减小干扰发生元件的干扰强度;切断干扰的传播途径;降低系统对干扰的敏感程度。混合集成电路设计中存在的电磁干扰有:传导干扰、串音干扰以及辐射干扰。在解决EMI问题时,首先应确定发射源的耦合途径是传导的、辐射的,还是串音。如果一个高幅度的瞬变电流或快速上升的电压出现在靠近载有信号的导体附近,电磁干扰的问题主要是串音。如果干扰源和敏感器件之间有完整的电路连接,则是传导干扰。而在两根传输高频信号的平行导线之间则会产生辐射干扰。3电磁兼容设计在混合集成电路电磁兼容性设计时首先要做功能性检验,在方案已确定的电路中检验电磁兼容性指标能否满足要求,若不满足就要修改参数来达到指标,如发射功率、工作频率、重新选择器件等。其次是做防护性设计,包括滤波、屏蔽、接地与搭接设计等。第三是做布局的调整性设计,包括总体布局的检验,元器件及导线的布局检验等。通常,电路的电磁兼容性设计包括:工艺和部件的选择、电路布局及导线的布设等。3.1工艺和部件的选取混合集成电路有三种制造工艺可供选择,单层薄膜、多层厚膜和多层共烧厚膜。薄膜工艺能够生产高密度混合电路所需的小尺寸、低功率和高电流密度的元器件,具有高质量、稳定、可靠和灵活的特点,适合于高速高频和高封装密度的电路中。但只能做单层布线且成本较高。多层厚膜工艺能够以较低的成本制造多层互连电路,从电磁兼容的角度来说,多层布线可以减小线路板的电磁辐射并提高线路板的抗干扰能力。因为可以设置专门的电源层和地层,使信号与地线之间的距离仅为层间距离。这样,板上所有信号的回路面积就可以降至,从而有效减小差模辐射。其中多层共烧厚膜工艺具有更多的优点,是目前无源集成的主流技术。它可以实现更多层的布线,易于内埋元器件,提高组装密度,具有良好的高频特性和高速传输特性。此外,与薄膜技术具有良好的兼容性,二者结合可实现更高组装密度和更好性能的混合多层电路。混合电路中的有源器件一般选用裸芯片,没有裸芯片时可选用相应的封装好的芯片,为得到的EMC特性,尽量选用表贴式芯片。选择芯片时在满足产品技术指标的前提下,尽量选用低速时钟。在HC能用时绝不使用AC,CMOS4000能行就不用HC。电容应具有低的等效串联电阻,这样可以避免对信号造成大的衰减。混合电路的封装可采用可伐金属的底座和壳盖,平行缝焊,具有很好的屏蔽作用。3.2电路的布局在进行混合微电路的布局划分时,首先要考虑三个主要因素:输入/输出引脚的个数,器件密度和功耗。一个实用的规则是片状元件所占面积为基片的20%,每平方英寸耗散功率不大于2W。在器件布置方面,原则上应将相互有关的器件尽量靠近,将数字电路、模拟电路及电源电路分别放置,将高频电路与低频电路分开。易产生噪声的器件、小电流电路、大电流电路等应尽量远离逻辑电路。对时钟电路和高频电路等主要干扰和辐射源应单独安排,远离敏感电路。输入输出芯片要位于接近混合电路封装的I/O出口处。高频元器件尽可能缩短连线,以减少分布参数和相互间的电磁干扰,易受干扰元器件不能相互离得太近,输入输出尽量远离。震荡器尽可能靠近使用时钟芯片的位置,并远离信号接口和低电平信号芯片。元器件要与基片的一边平行或垂直,尽可能使元器件平行排列,这样不仅会减小元器件之间的分布参数,也符合混合电路的制造工艺,易于生产。在混合电路基片上电源和接地的引出焊盘应对称布置,均匀地分布许多电源和接地的I/O连接。裸芯片的贴装区连接到负的电位平面。在选用多层混合电路时,电路板的层间安排随着具体电路改变,但一般具有以下特征。(1)布线层应尽量安排与电源或地平面相邻以产生通量对消作用。(2)电源和地层分配在内层,可视为屏蔽层,可以很好地抑制电路板上固有的共模RF干扰,减小高频电源的分布阻抗。(3)板内电源平面和地平面尽量相互邻近,一般地平面在电源平面之上,这样可以利用层间电容作为电源的平滑电容,同时接地平面对电源平面分布的辐射电流起到屏蔽作用。3.3导线的布局在电路设计中,往往只注重提高布线密度,或追求布局均匀,忽视了线路布局对预防干扰的影响,使大量的信号辐射到空间形成干扰,可能会导致更多的电磁兼容问题。因此,良好的布线是决定设计成功的关键。3.3.1地线的布局地线不仅是电路工作的电位参考点,还可以作为信号的低阻抗回路。地线上较常见的干扰就是地环路电流导致的地环路干扰。解决好这一类干扰问题,就等于解决了大部分的电磁兼容问题。地线上的噪音主要对数字电路的地电平造成影响,而数字电路输出低电平时,对地线的噪声更为敏感。地线上的干扰不仅可能引起电路的误动作,还会造成传导和辐射发射。因此,减小这些干扰的重点就在于尽可能地减小地线的阻抗(对于数字电路,减小地线电感尤为重要)。地线的布局要注意以下几点:(1板上装有多个芯片时,地线上会出现较大的电位差,应把地线设计成封闭环路,提高电路的噪声容限。(2)同时具有模拟和数字功能的电路板,模拟地和数字地通常是分离的,只在电源处连接。(3)根据不同的电源电压,数字电路和模拟电路分别设置地线。(4)公共地线尽可能加粗。在采用多层厚膜工艺时,可专门设置地线面,这样有助于减小环路面积,同时也降低了接受天线的效率。并且可作为信号线的屏蔽体。(5)应避免梳状地线,这种结构使信号回流环路很大,会增加辐射和敏感度,并且芯片之间的公共阻抗也可能造成电路的误操作。3.3.2电源线的布局一般而言,除直接由电磁辐射引起的干扰外,经由电源线引起的电磁干扰为常见。因此电源线的布局也很重要,通常应遵守以下规则。(1)芯片的电源引脚和地线引脚之间应进行去耦。去耦电容采用0.01uF的片式电容,应贴近芯片安装,使去耦电容的回路面积尽可能减小。(2)选用贴片式芯片时,尽量选用电源引脚与地引脚靠得较近的芯片,可以进一步减小去耦电容的供电回路面积,有利于实现电磁兼容。(3)电源线尽可能靠近地线以减小供电环路面积,差模辐射小,有助于减小电路交扰。不同电源的供电环路不要相互重叠。(4)采用多层工艺时,模拟电源和数字电源分开,避免相互干扰。不要把数字电源与模拟电源重叠放置,否则就会产生耦合电容,破坏分离度。(5)电源平面与地平面可采用完全介质隔离,频率和速度很高时,应选用低介电常数的介质浆料。电源平面应靠近接地平面,并安排在接地平面之下,对电源平面分布的辐射电流起到屏蔽作用。3.3.3信号线的布局在使用单层薄膜工艺时,一个简便适用的方法是先布好地线,然后将关键信号,如高速时钟信号或敏感电路靠近它们的地回路布置,对其它电路布线。信号线的布置根据信号的流向顺序安排,使电路板上的信号走向流畅。如果要把EMI减到,就让信号线尽量靠近与它构成的回流信号线,使回路面积尽可能小,以免发生辐射干扰。低电平信号通道不能靠近高电平信号通道和无滤波的电源线,对噪声敏感的布线不要与大电流、高速开关线平行。如果可能,把所有关键走线都布置成带状线。不相容的信号线(数字与模拟、高速与低速、大电流与小电流、高电压与低电压等)应相互远离,不要平行走线。信号间的串扰对相邻平行走线的长度和走线间距极其敏感,所以尽量使高速信号线与其它平行信号线间距拉大且平行长度缩小。导带的电感与其长度和长度的对数成正比,与其宽度的对数成反比。因此,导带要尽可能短,同一元件的各条地址线或数据线尽可能保持长度一致,作为电路输入输出的导线尽量避免相邻平行,在之间加接地线,可有效抑制串扰。低速信号的布线密度可以相对大些,高速信号的布线密度应尽量小。在多层厚膜工艺中,除了遵守单层布线的规则外还应注意:尽量设计单独的地线面,信号层安排与地层相邻。不能使用时,必须在高频或敏感电路的邻近设置一根地线。分布在不同层上的信号线走向应相互垂直,这样可以减少线间的电场和磁场耦合干扰;同一层上的信号线保持一定间距,用相应地线回路隔离,减少线间信号串扰。每一条高速信号线要限制在同一层上。信号线不要离基片边缘太近,否则会引起特征阻抗变化,而且容易产生边缘场,增加向外的辐射。3.3.4时钟线路的布局时钟电路在数字电路中占有重要地位,同时又是产生电磁辐射的主要。一个具有2ns上升沿的时钟信号辐射能量的频谱可达160MHz。因此设计好时钟电路是保证达到整个电路电磁兼容的关键。关于时钟电路的布局,有以下注意事项:(1)所有连接晶振输入/输出端的导带尽量短,以减少噪声干扰及分布电容对晶振的影响。(2)晶振电容地线应使用尽量宽而短的导带连接至器件上;离晶振近的数字地引脚,应尽量减少过孔。(3)不要采用菊花链结构传送时钟信号,而应采用星型结构,即所有的时钟负载直接与时钟功率驱动器相互连接。4结束语文章创新点:从提高系统电磁兼容性出发,结合混合集成电路工艺特点,提出了在混合集成电路设计中应注意的问题和采取的具体措施。来源：维库电子市场网

文中介绍的干扰器能够产生3种干扰信号：随机干扰、点频干扰和扫频干扰，其中点频干扰和扫频干扰是基于单片机对DDS芯片AD9852的控制产生，整个系统的控制灵活、高效。测试结果表明，系统能够准确产生所需要的干扰信号，满足抗干扰性能测试的需要。虽然本设计产生的干扰信号位于406MHz频段，但这样的电路结构也可用于其它频段(需修改VCO、PLL等电路)，例如手机通信频段，因此本电路结构对其它频段的应用同样具有借鉴意义。随着电子设备的使用越来越普遍，电子设备之间的干扰问题也越来越突出，特别是通信设备的干扰问题，这使得电路工程师在电子产品的设计过程中不得不考虑设备的抗干扰问题，并且有必要对通信设备的抗干扰能力进行测试。文中介绍的射频信号干扰器可用于测试通信设备的抗干扰能力，能够产生如下3种干扰：1)随机干扰。在目标频率范围内产生频率随机的干扰信号，湮没目标频率，也会降低信噪比，形成对正常通信的压制。2)点频干扰。在已知目标频率的情况下，瞄准目标频率输出干扰信号，产生对目标通信的压制效果。3)扫频干扰。在目标频率范围内进行频率扫描，当干扰信号频率与通信频率的碰撞概率达到一定数值时，就会影响通信的信噪比，导致误码率增加，产生有效干扰。射频信号干扰器的设计基于DDS技术和锁相环(PLL)技术，通过单片机进行控制，能够产生分辨率极高的干扰频率，控制方便、灵活。1硬件电路设计射频信号干扰器原理框图如图1所示，当微波开关接通406.0~406.1MHZVCO时，输出随机干扰噪声;当微波开关接通BPF时，输出点频干扰或扫频干扰噪声。图1：硬件系统原理框图1.1随机干扰基带噪声信号源的随机电压噪声施加到VCO的电压控制端，产生噪声调频信号。406.0~406.1MHZVCO输出信号的频率表示为：ωvco=ωo+Kvco(Vo+Anu(t))(1)式中：ωo为控制电压为零时VCO输出频率，Kvco为VCO电压控制增益，Vo为直流控制电压，An为噪声放大电路增益，u(t)为基带噪声信号。当微波开关选通随机噪声输出时，输出信号为Vo(t)=KSKAUvcoCOS(ωo+Kvco(Vo+Anu(t))(2)式中：KS为微波开关增益，KA为放大器增益，Uvco为VCO输出信号幅度。干扰机的输出为调频噪声，噪声幅度为KSKAUvco，噪声的中心频率为ωo+Kvco(Vo，噪声频谱的范围取决于Anu(t)的幅度。1.2点频干扰与扫频干扰点频干扰与扫频干扰通过单片机控制DDS专用芯片AD9852实现，AD9852具有功耗低，相位累加器位数高，可产生高频率的正弦波等优点。DDS输出频率：f0=KF×fc/2N(3)其中，KF为频率控制字，fc为外部参考时钟的频率，Ⅳ为DDS相位累加器位数。AD9852的频率控制字为48bit，即N=48。输出频率分辨率由下列公式决定：Δf=fc/2N(4)根据Nyquist定理，DDS外部参考时钟频率至少是输出频率的2倍(f0/2)，但工程应用中，一般将参考频率设为输出频率的5倍以上。本设计中参考频率为97.5MHz，将的值代入式(4)，得DDS输出信号的频率分辨率为3.5×10-7Hz。AD9852内置12bitDAC，其输出模拟信号频谱中除f0外还带有fc、fc±f0等频率分量(fc一f0的频率)，需设计一个LPF将其滤除，此处采用了图2所示的七阶Butterworth低通滤波器,对该滤波器使用ADS仿真的结果如图3所示，81MHz处的衰减达到-80.683dB。图2：七阶butterwoth低通滤波器图3：滤波器仿真结果2软件设计AD9852的控制一般采用SPI口，普通的MCS51单片机不带SPI13，需要用P113模拟SPI口，并提供IOUDCLK和FSK信号。AD9852提供了5种工作模式：Singletone、FSK、RampedFSK、Chirp、BPSK。Singletone模式输出单一频率，RampedFSK模式和Chip模式可以产生扫频信号，本设计采用RampedFSK模式，输出频率的波形如图4所示。图4：RampedFSK模式输出波形图5：软件主程序流程图单片机软件主程序流程图如图5所示。单片机通过微波开关来选择随机干扰模式或点频干扰，扫频干扰模式，通过向DDS写控制字来控制DDS的输出模式。对式(3)进行变换得到频率控制字：KF=f0×2N/fc(5)例如，输出频率为16.0MHz时，KF=46190765408928=(2A02A02A02A0)16。3测试结果对干扰器的3种干扰模式分别进行测试，得到的结果如图6(a)~(c)所示，其中图6(b)是使用频谱仪的保持功能记录到的频率扫描轨迹。测试结果满足要求。图6：测试结果来源：维库电子市场网

20世纪80年代开始，射频微波电路技术的应用方向逐渐由传统波导同轴器件转移到微波平面PCB电路方面，微波平面电路设计一直是一项比较复杂的工作。现在的无线通信产品已经从早期的2G，逐步发展到3G、4G乃至5G。随着应用频率的逐步走高，再加上多频段电路并存与产品小型化要求等，射频电路的设计越来越难，传统的设计方法已经不能满足现代射频通信产品设计要求。因此，借助射频微波仿真软件进行电路设计已势在必行。什么是射频仿真软件?射频仿真软件是集计算电磁学和数学分析研究成果计算机化的产物，它集合了电磁学、数学分析、虚拟实验等方法为一体，并通过仿真的方法达到预期实验结果，得到各种直观数据，是射频工程师和研究人员的有力工具。射频仿真方法是一种科学的设计方法，它可以减少调试工作量以及产品后期可能会出现的各种不确信性因素，进而缩短产品的研发周期，提高产品的性成功率。射频电路设计仿真软件目前主流的是德科技KeysightADS(设计系统)，ADS这款软件能够借助集成平台中的无线库以及电路系统和电磁协同仿真功能，提供基于标准的全面设计和验证，它已被广泛应用于Wifi、GPS、蓝牙、2G/3G/4G电路和通信系统设计中。下面我们就以ADS软件为例，跟大家讲解下电路设计的基本过程吧!射频电路设计与仿真包含以下几个步骤：1、系统仿真阶段：在产品立项初期，首先确定产品的系统指标和确定电路架构，其中包括：灵敏度、前端总增益、噪声系数、工作带宽、动态范围等，这些需采用ADS对电路进行系统仿真。因为我们现在大部分产品都是源自国外成熟方案，芯片与电路系统架构都是确定的，所以这个步骤目前在消费类产品中基本不会涉及到。ADS多层仿真2、原理图设计仿真阶段：根据系统指标要求进行方案及IC选型，包括低噪声放大器LNA、滤波器、功率放大器设计以及级间匹配电路等。RX接收链路系统仿真3、PCB联合仿真阶段：原理图设计其实是一种很理想的状况，它并没有考虑到器件的寄生效应以及PCB微带线的耦合效应。因此科学的做法是需要将设计好的PCB导入到ADSMomentum里面进行电磁场仿真，并重新调整优化匹配元件值。根据RFsister多年的经验，如果模型和仿真设置得足够正常的话，仿真结果逼近程度是非常高的。低噪声放大器原理图仿真4、产品调试阶段：仿真其实仅仅只能保证设计趋势和方向的正确性，所以样板回来后还是需要调试优化的，记录和保存好测试结果，并和仿真进行对比。原则上是：不管差异多大，一定要找到原因!结合PCB低噪声放大器联合仿真5、项目总结阶段：对整个仿真和实际测试结果做闭环分析——究竟是模型的问题，还是仿真参数设置的问题，又或者是PCB介电常数和介质损耗不精准的问题，是不是加工的问题呢?在这里，我们就需要非常丰富的实践经验和问题分析能力了。的总结很重要，将是下一步成功的基础，类似于华为中兴等大型企业都会有写总结文档的习惯。某LTE终端仿真与实测输入阻抗对比小贴士方法总是美好的，但过程总是曲折。有很多小伙伴们次跌倒(实测和仿真差距较大)就主动放弃了，仿真和测试是否接近，其实主要取决以下几个因素哦：(1)仿真软件使用的熟练程度。需懂得仿真的基本原理，知道每一项的设置的具体含义，是否会影响到参数;(2)测试的方法、网分校准是否足够正确。了解什么是SOLT、TRL，它们又各有什么优缺点;(3)对元器件特性及S参数模型、SPICE模型的了解够不够深入;(4)经验是否足够。对于闭环验证没有经验，认为就可以闭环;(5)重要的一点：小伙伴个人有研究兴趣，但因为公司产品进度赶，所以没有做过多深入思考和更多分析的时间。来源：维库电子市场网

汽车收音机应用环境的特殊性对电路性能具有更高的要求，而射频电路的设计是实现高性能的关键。本文介绍了TDA7513的射频电路设计方法，根据实际设计经验提出了提高射频电路EMC特性和噪声特性的设计方法和措施，并指出了射频电路性能测试的注意要点。射频电路是收音机电路设计的重点和难点，如果射频电路设计不好，收音机的噪限灵敏度和信噪比以及其它技术指标都会大大下降，甚至只能手动收到很少的几个广播电台，自动搜索电台功能失效。从收音机天线端的广播信号场强来看，信号的动态范围非常大，尤其是汽车收音机所处的环境变化快而大。收音机射频电路通常很难集成进IC中，一般由分离元件组成前置低噪声放大器（LNA）和谐振带通滤波器。汽车收音机射频电路的作用从时域上看是要将微弱的广播信号放大，通过自动增益控制电路（AGC）为后级混频器提供稳定的载波信号强度；从频域上看，它要跟踪所选择的电台信号，滤除掉干扰信号如镜像频率（》60dB抑制）和本振频率，改善射频信号质量。射频电路设计图1是我们设计的汽车收音机射频电路方框图，它由天线滤波器和射频低噪声放大器以及谐振带通滤波器组成。该款汽车收音机的设计目标是噪限灵敏度为0dBu（30dBS/N）、音频信噪比64dB、自动搜索灵敏度小于10dBu，具有较强的抗邻频道干扰和其它干扰信号能力，实现MCU全自动调整功能。图2是汽车收音机TDA7513的FM收音机部分射频前端电原理图。C31、C32、D2（1SV172）、C44组成调频波段天线信号调节电路，1SV172是VHF~UHF频段天线信号衰减器，它是电流控制型元件，随着电流的增大其阻抗减小。它受控于后级FM宽带AGC和窄带AGC合成产生的FMAGC电流，起控点为天线信号电平57dBu。L5、C36、V2（KV1410）、C43、R19、C45组成天线带通滤波器，带宽为12MHz左右。该天线滤波器可以人工用无感调批调节射频线圈L5，也可以通过MCU调节变容二极管V2，从而实现自动调整功能。Q2（3SK126）、C38、R15、R20、C46、R21、C47、C41、R17组成低噪声射频放大器，增益为30dB。本设计中选用N沟道场效应管3SK126作射频放大器具有输入阻抗高、增益高和噪声低的优点，而且是电压控制型器件，设计简单。Q2受控于后级FM宽带AGC和窄带AGC合成产生的FMAGC电压，起控点为天线信号电平78dBu。T3、C34、V1（KV1410）、C28、C35组成RF谐振带通滤波器，带宽为8MHz左右，T3为FMRF变压器。该带通滤波器同样可以人工用无感调批调节T3，也可以通过MCU自动调节变容二极管V1。接收机的接收极限是由接收机自身噪声性能决定的，所以在收音机的射频电路中要求尽量选用低噪声元件。提高射频电路性能的措施为提高收音机的EMC性能和降低收音机自身的噪声，采取下面的措施非常必要：1.选择正确的供电模式。当收音机工作时应关断对其它单元（如CD和DVD等）的供电，只对收音机单元供电。对FM和AM的射频电路分开供电，在FM模式只对FM的射频电路供电，关断对AM的射频电路供电，在AM模式只对AM的射频电路供电，关断对FM的射频电路供电。采取这样的措施后可以使整机信噪比至少改善10dB。2.PCB板的布线也非常重要，应将FM射频电路、AM射频电路、OSC振荡电路、中频电路、功放电路的电源线和地线彼此隔离，并汇接到整机电源端。在空间许可条件下，可将FM和AM射频电路用屏蔽盒屏蔽起来。使用屏蔽盒可使整机信噪比改善4dB左右。晶体和本地振荡电路都应用各自的地线环绕起来，元件布局时应使输出的振荡信号线尽量短，这样有利于提高载噪比指标。3.应选择低EMI的MCU，甚至在MCU的程序中采取EMC指令来降低MCU对收音机的干扰。采用按键中断方式来代替常见的按键扫描方式，让MCU在收音状态下关断（即MCU停此振荡）等。采取这些措施可以使收音机的接收灵敏度提高15dBu左右。4.为防此闪电和雷击，有必要在天线端加上瞬态电压击穿（TVS）二极管，如SA5.0CA，这是ESD静电防护措施之一。TVS可以吸收高达数千瓦的浪涌功率，在反向应用条件下，当承受一个高能量的大脉冲时，其工作阻抗立即降至极低的导通值，从而允许大电流通过，同时把电压箝制在预定水平。其响应时间仅为10-12秒，因此可有效地保护电子线路中的精密元器件，防雷击效果明显。5.汽车收音机工作环境温度变化大，因此射频电路元件的选择也要考虑温度特性。射频电路性能测试良好的射频电路设计必须通过正确的测试验证。影响收音机测试的因素很多，首先测试电缆的正确联接十分必要，如阻抗匹配，射频信号通过BNC或SMA插座馈入收音机比用鳄鱼夹夹住天线端馈入收音机效果好，射频信号通过鳄鱼夹馈入收音机天线端射频信号会损失6dB左右；其次，AM/FM信号发生器的音频信号源频谱要纯净90dB信噪比左右），这一点可以从AM/FM信号发生器的用户手册中查看，也可以自己用频谱分析仪测试其性能。一般音频信号分析仪的音频信号源比较纯净，可以将它作为外部音频信号输入AM/FM信号发生器，这样一来测试信噪比和失真都比较简单。来源：维库电子市场网

笔者近忙于搬家，TX61U-IT有好几周时间都没能晒到太阳，之后不管我按下多少次"复位"按钮或把它放在阳光下晒多长时间，它都没再恢复过来。因此怀疑其嵌入式可充电电池由于深度放电导致它们无法再次存储电荷。我的想法是否正确呢？一起来看看吧。TX61U-IT根本无法直接拆开。事实上，要想拆开它，外壳的防水功能势必再也无法恢复如初。不能理解为什么LaCrosse不采用更方便打开的外壳设计(图1)。注意观察设备正面的方形太阳能电池，及其下方用以当前电池电压和测得的温度的基础LCD屏。发射器与接收器之间的"IT+"无线连接在903MHz、915MHz或927MHz频段下工作，在初始配对过程中协商并选定一个特定频率，并且"开放空间"传输范围声称可达200英尺(61m)。以下文字摘自用户手册，所述内容可能与我的TX61U-IT发生故障的原因密切相关：当TX61U-IT传感器的电压低于2.4V时，信号传输中断；LCD屏上显示"LO"字样，持续约2s，然后传感器进入"空闲"模式。在"空闲"模式下，LCD屏会关闭。传感器会自动检查并为内部可充电电池充电。当电池电压上升至2.5V时，LCD屏会开启，同时信号传输重新开始。若在黑暗环境下放置24h，TX61U-IT将进入"停止"模式以节省功耗。此时，LCD屏关闭，并且设备停止发送无线温度信号。如果发生这种情况，请按下TX61U-IT传感器上的复位按钮再次唤醒它。之后，如果电压高于2.4V，LCD屏会再次开启，并且恢复无线温度信号的发送。但是，如果电压低于2.4V，LCD屏上会显示"LO"字样，同时传感器将进入"空闲"模式。如果电池电压低于2.4V，请将TX61U-IT置于更加明亮的环境，为内部可充电电池充电，从而延续正常工作。正如前面所说，我怀疑嵌入式电池由于深度放电导致无法再次唤醒，想要打开设备内部一探究竟。也许你会认为可以通过机身侧面的狭缝直接打开(图2)。但是这个狭缝太浅(又太宽)，不适合用硬币或螺丝刀插入撬开，此外，整个外壳的接合处都用胶紧紧粘住。终，我只能使用蛮力撬开，里面有两个传统的AAA可充电碱性电池(图3)。看到这个，我就更加疑惑："为什么LaCrosse不采用更方便打开的外壳设计？"撇开这个不谈，我们来看看移开电池后PCB同一面(图4)和另一面的样子(图5)。LCD屏压接在PCB上，很容易被剥离下来。图6是太阳能电池反面图片。遗憾的是，TX61U-IT的两个"大脑"均被同样的黑色圆顶封装体环氧树脂包覆，遮盖了WS-811561-W内部各种IC的身份。来源：维库电子市场网

通常情况下，对于微波以下频段的电路（包括低频和低频数字电路），在全面掌握各类设计原则前提下的仔细规划是性成功设计的保证。对于微波以上频段和高频的PC类数字电路，则需要2~3个版本的PCB方能保证电路品质。RF无线射频电路设计中的常见问题射频（RF）PCB设计，在目前公开出版的理论上具有很多不确定性，常被形容为一种“黑色艺术”。通常情况下，对于微波以下频段的电路（包括低频和低频数字电路），在全面掌握各类设计原则前提下的仔细规划是性成功设计的保证。对于微波以上频段和高频的PC类数字电路，则需要2~3个版本的PCB方能保证电路品质。而对于微波以上频段的RF电路，则往往需要更多版本的PCB设计并不断完善，而且是在具备相当经验的前提下。由此可知RF电设计上的困难。数字电路模块和模拟电路模块之间的干扰如果模拟电路（射频）和数字电路单独工作，可能各自工作良好。但是，一旦将二者放在同一块电路板上使用同一个电源一起工作，整个系统很可能就不稳定。这主要是因为数字信号频繁地在地和正电源（大于3V）之间摆动，而且周期特别短，常常是纳秒级的。由于较大的振幅和较短的切换时间，使得这些数字信号包含大量且独立于切换频率的高频成分。在模拟部分，从无线调谐回路传到无线设备接收部分的信号一般小于1μV。因此数字信号与射频信号之间的差别会达到120dB。显然，如果不能使数字信号与射频信号很好地分离，微弱的射频信号可能遭到破坏，这样一来，无线设备工作性能就会恶化，甚至完全不能工作。供电电源的噪声干扰射频电路对于电源噪声相当敏感，尤其是对毛刺电压和其他高频谐波。微控制器会在每个内部时钟周期内短时间突然吸入大部分电流，这是由于现代微控制器都采用CMOS工艺制造。因此，假设一个微控制器以1MHz的内部时钟频率运行，它将以此频率从电源提取电流。如果不采取合适的电源去耦，必将引起电源线上的电压毛刺。如果这些电压毛刺到达电路RF部分的电源引脚，严重时可能导致工作失效。不合理的地线如果RF电路的地线处理不当，可能产生一些奇怪的现象。对于数字电路设计，即使没有地线层，大多数数字电路功能也表现良好。而在RF频段，即使一根很短的地线也会如电感器一样作用。粗略地计算，每毫米长度的电感量约为1nH，433MHz时10mmPCB线路的感抗约27Ω。如果不采用地线层，大多数地线将会较长，电路将无法具有设计的特性。天线对其他模拟电路部分的辐射干扰在PCB电路设计中，板上通常还有其他模拟电路。例如，许多电路上都有模/数转换（ADC）或数/模转换器（DAC）。射频发送器的天线发出的高频信号可能会到达ADC的模拟输入端。因为任何电路线路都可能如天线一样发出或接收RF信号。如果ADC输入端的处理不合理，RF信号可能在ADC输入的ESD二极管内自激，从而引起ADC偏差。RF电路设计原则及方案RF布局概念在设计RF布局时，必须优先满足以下几个总原则：（1）尽可能地把高功率RF放大器（HPA）和低噪音放大器（LNA）隔离开来，简单地说就是让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路；（2）确保PCB板上高功率区至少有一整块地，上面没有过孔，当然，铜箔面积越大越好；（3）电路和电源去耦同样也极为重要；（4）RF输出通常需要远离RF输入；（5）敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。物理分区和电气分区设计原则设计分区可以分解为物理分区和电气分区。物理分区主要涉及元器件布局、方向和屏蔽等；电气分区可以继续分解为电源分配、RF走线、敏感电路和信号以及接地等的分区。物理分区原则（1）元器件位置布局原则。元器件布局是实现一个RF设计的关键，有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件并调整其方向，以便将RF路径的长度减到，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。（2）PCB堆叠设计原则。有效的电路板堆叠方法是将主接地面（主地）安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线布置在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到，这不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。（3）射频器件及其RF布线布局原则。在物理空间上，像多级放大器这样的线性电路通常足以将多个RF区之间相互隔离开来，但是双工器、混频器和中频放大器/混频器总是有多个RF/IF信号相互干扰，因此必须小心地将这一影响减到。RF与IF迹线应尽可能十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。正确的RF路径对整块PCB的性能非常重要，这就是元器件布局通常在蜂窝电话PCB设计中占大部分时间的原因。（4）降低高/低功率器件干扰耦合的设计原则。在蜂窝电话PCB上，通常可以将低噪音放大器电路放在PCB的某一面，而将高功率放大器放在另一面，并终通过双工器把它们在同一面上连接到RF端和基带处理器端的天线上。要用技巧来确保通孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用的技术是在二面都使用盲孔。可以通过将通孔安排在PCB板二面都不受RF干扰的区域来将通孔的不利影响减到。电气分区原则（1）功率传输原则。蜂窝电话中大多数电路的直流电流都相当小，因此，布线宽度通常不是问题。不过，必须为高功率放大器的电源单独设定一条尽可能宽的大电流线，以将传输压降减到。为了避免太多电流损耗，需要采用多个通孔来将电流从某一层传递到另一层。（2）高功率器件的电源去耦。如果不能在高功率放大器的电源引脚端对它进行充分的去耦，那么高功率噪声将会辐射到整块板上，并带来多种的问题。高功率放大器的接地相当关键，经常需要为其设计一个金属屏蔽罩。（3）RF输入/输出隔离原则。在大多数情况下，同样关键的是确保RF输出远离RF输入。这也适用于放大器、缓冲器和滤波器。在坏情况下，如果放大器和缓冲器的输出以适当的相位和振幅反馈到它们的输入端，那么它们就有可能产生自激振荡。在情况下，它们将能在任何温度和电压条件下稳定地工作。实际上，它们可能会变得不稳定，并将噪音和互调信号添加到RF信号上。（4）滤波器输入/输出隔离原则。如果射频信号线不得不从滤波器的输入端绕回输出端，那么，这可能会严重损害滤波器的带通特性。为了使输入和输出良好地隔离，首先必须在滤波器周围布置一圈地，其次滤波器下层区域也要布置一块地，并与围绕滤波器的主地连接起来。把需要穿过滤波器的信号线尽可能远离滤波器引脚也是个好方法。此外，整块板上各个地方的接地都要十分小心，否则可能会在不知觉之中引入一条不希望发生的耦合通道。（5）数字电路和模拟电路隔离。在所有PCB设计中，尽可能将数字电路远离模拟电路是一条总的原则，它同样适用于RFPCB设计。公共模拟地和用于屏蔽和隔开信号线的地通常是同等重要的，由于疏忽而引起的设计更改将可能导致即将完成的设计又必须推倒重来。同样应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多地填接地铜皮，并尽可能与主地相连。如果RF走线必须穿过信号线，那么尽量在它们之间沿着RF走线布置一层与主地相连的地。如果不可能，一定要保证它们是十字交叉的，这可将容性耦合减到，同时尽可能在每根RF走线周围多布一些地，并把它们连到主地。此外，将并行RF走线之间的距离减到可使感性耦合减到。来源：维库电子市场网

遥控器是一种无线发射装置，通过现代的数字编码技术，将按键信息进行编码，通过红外线二极管发射光波，光波经接收机的红外线接收器将收到的红外信号转变成电信号，由处理器进行解码，解调出相应的指令来达到控制机顶盒等设备完成所需的操作要求。一、红外遥控器原理很多电器都采用红外线遥控，那么红外线遥控的工作原理是什么呢?首先我们来看看什么是红外线。人的眼睛能看到的可见光按波长从长到短排列，依次为红、橙、黄、绿、青、蓝、紫。其中红光的波长范围为0.62～0.76μm;紫光的波长范围为0.38～0.46μm。比紫光波长还短的光叫紫外线，比红光波长还长的光叫红外线。红外线遥控就是利用波长为0.76～1.5μm之间的近红外线来传送控制信号的。常用的红外线遥控系统一般分发射和接收两个部分。发射部分的主要元件为红外发光二极管。它实际上是一只特殊的发光二极管，由于其内部材料不同于普通发光二极管，因而在其两端施加一定电压时，它便发出的是红外线而不是可见光。大量使用的红外发光二极管发出的红外线波长为940nm左右，外形与普通发光二极管相同，只是颜色不同。红外发光二极管一般有黑色、深蓝、透明三种颜色。判断红外发光二极管好坏的办法与判断普通二极管一样：用万用表电阻挡量一下红外发光二极管的正、反向电阻即可。红外发光二极管的发光效率要用专门的仪器才能测定，而业余条件下只能用拉距法来粗略判定。接收部分的红外接收管是一种光敏二极管。在实际应用中要给红外接收二极管加反向偏压，它才能正常工作，亦即红外接收二极管在电路中应用时是反向运用，这样才能获得较高的灵敏度。红外接收二极管一般有圆形和方形两种。由于红外发光二极管的发射功率一般都较小(15mW左右)，所以红外接收二极管接收到的信号比较微弱，因此就要增加高增益放大电路。前些年常用μPC1373H、CX20106A等红外接收专用放大电路。近几年不论是业余制作还是正式产品，大多都采用成品红外接收头。成品红外接收头的封装大致有两种：一种采用铁皮屏蔽;一种是塑料封装。均有三只引脚，即电源正(VDD)、电源负(GND)和数据输出(VO或OUT)。红外接收头的引脚排列因型号不同而不尽相同，可参考厂家的使用说明。成品红外接收头的优点是不需要复杂的调试和外壳屏蔽，使用起来如同一只三极管，非常方便。但在使用时注意成品红外接收头的载波频率。红外遥控常用的载波频率为38kHz，这是由发射端所使用的455kHz陶振来决定的。在发射端要对晶振进行整数分频，分频系数一般取12，所以455kHz÷12≈37.9kHz≈38kHz。也有一些遥控系统采用36kHz、40kHz、56kHz等，一般由发射端晶振的振荡频率来决定。二、红外遥控编码常用的有通过脉冲宽度来实现信号调制的脉宽调制(PWM)和通过脉冲串之间的时间间隔来实现信号调制的脉时调制(PPM)两种方法。我的遥控器使用的是NEC协议，即PWM方法，其特点如下：1、8位地址和8位指令长度;2、地址和命令2次传输(确保可靠性)3、PWM脉冲位置调制，以发射红外载波的占空比代表“0”和“1”;4、载波频率为38Khz;5、位时间为1.125ms或2.25ms;NEC码的位定义：一个脉冲对应560us的连续载波，一个逻辑1传输需要2.25ms(560us脉冲+1680us低电平)，一个逻辑0的传输需要1.125ms(560us脉冲+560us低电平)。而遥控接收头在收到脉冲的时候为低电平，在没有脉冲的时候为高电平，这样，我们在接收头端收到的信号为：逻辑1应该是560us低+1680us高，逻辑0应该是560us低+560us高。NEC遥控指令的数据格式为：同步码头、地址码、地址反码、控制码、控制反码。同步码由一个9ms的低电平和一个4.5ms的高电平组成，地址码、地址反码、控制码、控制反码均是8位数据格式。按照低位在前，高位在后的顺序发送。采用反码是为了增加传输的可靠性(可用于校验)。三、解码过程从图中可以看到，其地址码为0，控制码为168。可以看到在100ms之后，我们还受到了几个脉冲，这是NEC码规定的连发码(由9ms低电平+2.5m高电平+0.56ms低电平+97.94ms高电平组成)，如果在一帧数据发送完毕之后，按键仍然没有放开，则发射重复码，即连发码，可以通过统计连发码的次数来标记按键按下的长短/次数。四、实验操作基于GD32实验21红外遥控实验基础上，在remote.h文件中添加以下宏定义：#defineBUTTON_1218#defineBUTTON_2242#defineBUTTON_3202#defineBUTTON_490#defineBUTTON_5240#defineBUTTON_6122#defineBUTTON_7106#defineBUTTON_8114#defineBUTTON_974#defineBUTTON_0170#defineBUTTON_POWER234作为遥控器的新键值。main.c文件中的switch函数也进行了如下修改：switch(key){caseBUTTON_POWER:LCD_ShowString(86,150,"POWER");break;caseBUTTON_1:LCD_ShowString(86,150,"1");break;caseBUTTON_2:LCD_ShowString(86,150,"2");break;caseBUTTON_3:LCD_ShowString(86,150,"3");break;caseBUTTON_4:LCD_ShowString(86,150,"4");break;caseBUTTON_5:LCD_ShowString(86,150,"5");break;caseBUTTON_6:LCD_ShowString(86,150,"6");break;caseBUTTON_7:LCD_ShowString(86,150,"7");break;caseBUTTON_8:LCD_ShowString(86,150,"8");break;caseBUTTON_9:LCD_ShowString(86,150,"9");break;caseBUTTON_0:LCD_ShowString(86,150,"0");break;default:break;}，测试一切正常!来源：维库电子市场网

本方案接收机射频前端系统基于软件无线电理论来设计和实现，以达到建立一个通用化、标准化、模块化的接收机射频前端系统仿真平台的目标。以实现接收机射频前端系统低噪声系数，小的互调失真，大的动态范围和镜像抑制，良好的AGC，足够的增益和正确的选择性等设计要求。通过对接收机射频前端的设计方案可行性分析和利用射频电路仿真软件ADS进行系统建模设计与参数仿真，实现接收机射频前端电路设计的系统性能。随着DSP技术的发展，电子器件制作工艺的提升，A/D、D/A的取样速率越来越高，无线电台中的数字处理不断往射频前端推进，信道可重构的能力不断得到提升，系统可以直接从中频采样，进行数字信号处理。本方案接收机射频前端系统基于软件无线电理论来设计和实现，以达到建立一个通用化、标准化、模块化的接收机射频前端系统仿真平台的目标。以实现接收机射频前端系统低噪声系数，小的互调失真，大的动态范围和镜像抑制，良好的AGC，足够的增益和正确的选择性等设计要求。通过对接收机射频前端的设计方案可行性分析和利用射频电路仿真软件ADS进行系统建模设计与参数仿真，实现接收机射频前端电路设计的系统性能。射频前端系统方案设计及可行性分析本接收机射频前端主要任务是对信号进行滤波、混频、放大的功能，并对系统可能受到的镜像干扰频率、互调干扰频率进行抑制。系统功能模块主要包括滤波器、混频器、放大器及本振等。系统工作频率范围为100～150MHz，其中每10MHz带宽作为一个信道用于跳频调制，采用超外差二次混频的结构，整个射频前端系统的设计增益为110dB，系统噪声为3dB。其原理框图如图1所示。由图1可以看出，选频滤波器后的放大器为低噪声放大器（LNA），LNA的噪声系数对整个系统的噪声系数起决定性的作用。设计时在增益、噪声系数、动态范围、VSWR、稳定性等指标之间进行平衡。级混频通过PLL改变级本振频率，以接收不同信道的射频信号，经下变频把接收信号搬移到中频为70MHz、频率带宽为10MHz的频带上。在此过程中，混频器是一个非线性器件，会引入大量交调分量，使得混频后出现大量的组合干扰频率点，对有用信号造成严重的干扰，直接影响着接收机性能。声表波中频滤波器针对混频可能出现的镜像频率干扰，进行对中频信号高品质的频率选择性滤波，达到提高镜像频率抑制的设计目标。第二级混频把中频为65～75MHz的频带信号搬移到10～20MHz，如图2所示（虚线为混频镜像频率，灰色为第二次混频镜像频率）。由于其工作频率相对较低，二次混频后的频带信号经过自动增益控制放大器级联放大产生72dB左右的增益，其高增益也更容易实现、更稳定。射频前端系统建模与性能仿真及分析射频前端系统建模设计运用ADS2008软件对接收机射频前端建模，设置各模块参数，选频滤波器针对输入射频信号100～150MHz进行滤波。LNA噪声系数3dB，增益24dB，锁相环输出本振信号分别为175、185、195、205、215MHz。SAW中频滤波器中心频率为70MHz，频率带宽10MHz。混频和二次混频后中频放大器分别产生28dB和72dB增益，如图3所示。射频前端系统频带选择性仿真接收机射频前端系统的频带选择性的性能，主要由射频前端的选频网络所决定。采用传统LC滤波器，通过调节级本振的输入频率，改变选频网络的中心频率，设置本振为195MHz，实现对120～130MHz射频信号的下变频处理。在ADS中搭建级混频电路模块的仿真原理图。由图4可以看出，接收机在123MHz处增益为20.827dB，也就是LNA的增益减去滤波器的插入损耗。选频滤波器能很好对240～290MHz镜像干扰信号进行抑制。射频前端系统信道选择性仿真信道选择功能主要由声表波SAW中频滤波器完成。仿真电路图是混频系统原理图，其中本振频率LO=195MHz。信道选择性仿真结果如图5所示。由图5可以看出，信号在120MHz处系统有增益约为13.46dB；通频带为10MHz，增益在11dB以上。接收信号都集中在信道带宽10MHz范围内，带内波动很小，避免了接收到的信号产生非线性失真。邻道抑制达到-43dB左右，满足系统设计指标。本振输出功率对射频前端系统性能影响的仿真设置接收机射频前端系统的输入信号功率RF_pwr=-110dBm，当一本振功率LO_pwr从-30～10dBm变化时（间隔为1dBm），接收机输出功率与LO_pwr之间的关系如图6所示。由图6可以看出，输出功率电平随着本振输出功率的增加逐渐增大，当本振功率大于-3dBm，输出功率才逐渐趋于稳定。对于接收机而言，希望尽可能的提高本振输出功率以达到更高的增益，但是这与系统的低功耗又相矛盾，需要根据系统设计性能指标在尽可能高的中频输出功率和系统低功耗之间权衡。射频前端系统功率增益仿真为了能够正常地接收信号，不被接收到的噪声和接收机本身产生的噪声所淹没，就要求接收机必须产生合适的输出功率电平来使器件正常工作。考虑到器件的自身损耗，本方案设计系统整体功率增益在110dB左右，如表1所示。系统功率增益预算仿真结果如图7所示，系统整机的功率增益在116dB左右，满足设计指标要求。射频前端系统频域响应特性仿真从图8的仿真结果可以看到本方案接收机能够按照设计预期将射频信号的频谱搬移到系统设计中频的频带范围内，也就是接收机射频前端系统的频域响应特性实现了设计的要求。图8可以直观地看到输入频率信号的功率谱、变频后中频输出信号功率谱和接收机射频前端系统输出的频率谱。中频15MHz输出的频率点频率成分单一，谐波得到很好抑制，不会对所需信号造成干扰。本文在软件无线电系统理论基础上，对宽带接收机射频前端系统采用超外差式二次混频结构，建立了一个通用化、标准化、模块化的接收机射频前端系统仿真平台。从性能仿真结果可以看出，该方案能够很好地应用在软件无线电射频前端电路中，可以达到设计要求。来源：维库电子市场网

微带天线是在一块背面敷以金属薄层作接地板的介质基片上，贴一金属辐射片而形成的天线。它有微带线和同轴线这两种主要的馈电方式。微带天线在金属贴片与金属接地板之间激发辐射场，通过贴片四周与接地板之间的缝隙向外辐射，因此也称作缝隙天线。频带窄、功率容量小、损耗大和基片对性能影响较大等是微带天线的缺点，其优点是体积小，质量轻，低剖面，制造简单，成本低，易集成，容易实现双频、多频段工作等，也正是这些优点，使得工作在100MHz~50GHz频率范围内的微带天线常用于卫星通信、指挥和控制系统、导弹遥测、武器引信、环境检测等。无线电引信在军事上可用于控制武器弹丸的引炸，来达到的杀伤效果。而天线属于引信察觉装置的一部分，用于发射和接收信号。所以，天线的性能对引信的工作状态以及武器弹丸的杀伤力有非常大的影响。由于天线要附着在弹头上，而一般的弹体头部大都是圆锥形，为了便于将微带天线安装在弹头部位，本文将设计一个中心频率为7.2GHz的圆形微带贴片天线，其相对介电常数为εr=4.4，损耗正切tanδ=0.1646。1圆形微带天线设计1.1介质设计在天线设计中，介质基片的材料及厚度，对天线的性能有很大影响，所以首先需要考虑介质的材料及其厚度。而材料选择主要考虑的电特性参数是其相对介电常数εr和损耗角正切tanδ。介电常数的稳定性非常重要，变化的介电常数将导致贴片频率漂移。介电常数大能减小贴片尺寸，但通常也会减小贴片单元带宽；介电常数小又会增加贴片周围的边缘场，降低辐射效率。大损耗基片常常会降低天线效率，增加反馈损耗，所以在选择介质材料时，需要综合考虑。本设计综合考虑后，确定以FR4环氧树脂板为介质材料，其相对介电常数为εr=4.4，损耗正切tanδ=0.1646，这也是微带天线设计中常用的一种材料。对基片的厚度而言，厚介质基片，可提高天线机械强度、增加辐射功率、减小导体损耗，展宽频带；但同时也会增加介质损耗，引起表面波的明显激励。对于一个工作频率fm，根据微带电路理论，厚度应该满足：式中：c为光速；fm为工作频率，εr为相对介电常数。通常在h/fm本设计以FR4板为介质基片，根据设计要求，考虑到扩宽频带，和减小天线的体积要求，再结合式（1），给出介质厚度的初始值为2mm。1.2辐射贴片设计对于已知的介质基片，在给定的工作频率fr=7.20GHz时，圆形微带天线的贴片半径为：式中：fr为工作频率；εr为相对介电常数；h为介质基片的厚度。1.3天线的馈电及输入阻抗本设计采用同轴馈电的方式，是通过在辐射贴片上的馈电点位置不同来改变输入阻抗，使天线获得阻抗匹配。一般的微波器件通用的是50Ω系统，所以需要通过改变馈电点的位置来使天线达到50Ω的输入阻抗。计算天线的输入阻抗，需要从介质损耗、辐射损耗、导体损耗、表面波损耗几个方面考虑，不能单方面考虑某一因素，否则会引起很大的误差。Qr，Qc，Qd，Qs分别是辐射损耗、导体损耗、介质损耗和表面波损耗所引起的相应Q值。天线工作在主模，即TM11时：式中：tanδ为介质的损耗正切，tanδ=0.1646；Gr=1.54×104。由于设计中采用理想导体馈电，故Qc=0。所以：天线的谐振电阻：式中：J1是一阶类贝塞耳函数。令R=50Ω，代入式（8），就可以估算出馈电点的位置L，即在离圆形贴片中心L处馈电，即是天线达到50Ω的输入阻抗。同轴线内芯半径暂时设为0.6mm，同时在接地板上挖出一个圆孔作为信号输入端口，将内芯包围起来构成同轴线，半径约为1.5mm，端口的阻抗为50Ω。通过上面分析，得出天线参数的初始值：圆形辐射贴片半径：a=5.39mm；介质基片厚度：h=2.00mm；介质基片半径2*a；馈电点位置：L=1.96mm；内芯半径：n=0.6mm；外芯半径：m=1.5mm。2运用HFSS软件进行天线仿真基于ANSOFT公司HFSS三维仿真软件，对天线进行建模分析。仿真流程见图1。根据初始尺寸及HFSS天线设计要求，创建天线初始模型如图2所示。通过HFSS对初始值的仿真可知，当前的初始值并没有完全使天线达到7.2GHz，且此时天线的各项性能指标也达不到要求。那么，需要用到HFSS的扫频分析和优化设计功能来优化天线的各项参数，使引信天线的性能达到。2.1天线的优化设计（1）通过HSFF软件在谐振频率附近做扫频分析，对圆形贴片的半径进行修正。可以得到7.2GHz时对应的贴片半径a的值为5.216mm。（2）分析介质基片厚度对天线性能的影响。借助于HFSS，得到对于不同的介质基片厚度对天线回波损耗的影响。根据回波损耗随介质基片厚度的变化图和不同介质基片厚度对S11,Smith圆图的影响，可以分析出介质基片厚度的值h=2.021mm。（3）分析馈电点位置对天线性能的影响。这部分主要是分析不同的馈电位置与回波损耗及输入阻抗之间的关系。并通过对馈电点位置L的扫描，选择出条件的馈电点L=1.863mm。（4）用HFSS软件设计好天线的标准，然后对天线的各个参量进行系统自动优化，计算出符合条件的各参数的值。得到的结果如下：圆形辐射贴片半径：a=5.216mm；介质基片厚度：h=2.021mm；介质基片半径2*a；馈电点位置：L=1.863mm；内芯半径：n=0.516mm；外芯半径：m=1.854mm。2.2结果分析由HFSS软件给出在优化尺寸下的S11，Simth圆图、增益的方向图，如图3~图5所示。从图3结果可以看出，设计天线的谐振频率是7.2GHz，且此时的回波损耗为-33.0379dB，达到了天线的设计要求。图4显示，在频率为7.2GHz时，天线的归一化阻抗为（0.9775+0.0379i）Ω，这个结果显示出此时天线达到了很好的阻抗匹配状态。图5是天线在xz和yz截面上的增益方向图。图示结果显示，辐射方向为φ=0°,θ=0°，且增益为5.486dB。图6是天线的三维增益方向图。3结语本文对于微带贴片天线的设计，是基于其在无线引信中的应用而进行的。该设计为了便于引信的使用，将常规微带天线的矩形介质改为圆形。从文中天线的几个仿真结果图可以看出，天线的中心频率为7.2GHz，且此时的天线回波损耗、输入阻抗、增益方向图等技术参数都达到了要求。结果表明该天线的性能良好。来源：维库电子市场网

无线射频识别即射频识别技术（RadioFrequencyIdentification，RFID），是自动识别技术的一种，通过无线射频方式进行非接触双向数据通信，利用无线射频方式对记录媒体（电子标签或射频卡）进行读写，从而达到识别目标和数据交换的目的，其被认为是21世纪最具发展潜力的信息技术之一。1、RFID无线识别系统电路+程序+论文本无线识别装置（RFID）用分立元件搭成。充分考虑了无源的从机运行方式，采用了从机对主机的阻抗调制，采用了ASK发送数据，加上可靠的数据编码和纠错算法，实现了数据的高效传输。本系统充分考虑了题目中线圈对高频载波的阻抗及其阻抗匹配因素，采用了2.4576M的载波，能够有效地将阅读器的能量耦合到应答器，也能够将应答器的数字信息高准确率地传输到阅读器。阅读器方面，我们采用了有源晶振产生高稳定性载波，对能量进行有效传输和信息的有效耦合。应答器方面，我们采用了并联谐振回路对能量进行收集，采用低压差的肖特基二极管整流，超低功耗的单片机Attiny13作为控制器，尽量将应答器的功耗作到最小，能量的利用率得到了很高的利用。数据发送方面，我们采用了对应答器进行先充电后发送数据的方式，再加上高效的算法滤波，这样大大提高了发送数据的稳定性。指标:无源情况下最大距离能在14cm的情况下准确率100%，功率1.2W。项目链接：www.cirmall.com/circuit/36802、基于RFID射频模块RC522射频卡开发应用MF522-AN模块采用PhilipsMFRC522原装芯片设计读卡电路，应用于13.56MHz非接触式通信中高集成度的读写卡芯片，是NXP公司针对“三表”应用推出的一款低电压、低成本、体积小的非接触式读写卡芯片。模块采用电压为3.3V,通过SPI接口简单的几条线就可以直接与用户任何CPU主板相连接通信,可以保证模块稳定可靠的工作、读卡距离远；项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/13443、基于STM32单片机智能RFID刷卡汽车位锁桩设计【全套资料】本设计由STM32F103C8T6单片机核心板电路+LCD1602液晶显示电路+RFID模块电路+按键电路+继电器电路组成。1、继电器模拟车位入口锁开关（类似车位前车桩），正常情况下闭合不允许其他车辆驶入，如果刷卡成功继电器断开，车辆驶入。2、车辆驶入后，通过按键再次打开继电器，打开车桩，即将车锁在车位处。项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/146044、毕业设计-STM32单片机射频RFID人数计数系统93-（pcb+源码+电路图+论文）产品功能描述：本系统由STM32F103C8T6单片机核心板、RFID射频刷卡模块、按键、LCD1602液晶屏、ULN2003步进电机驱动模块组成。1、通过RFID射频刷卡模块实时检测对应人员是否刷卡，人员分为A，B，C。2、如果人员刷卡对应的计数就会累加，进而统计该人员刷卡次数。3、档人员刷卡后，电机驱动打开人员通过然后在自动关闭。无论是打开过程还是关闭过程，当读取到刷卡操作时，步进电机会动作表示打开闸门，随后在关闭闸门。步进电机在关闭过程中突然需要再次打开时，会停止关闭进行打开，也就是防夹功能。4、LCD1602液晶实时显示车A/B/C总体刷卡通过的次数；如果按下按键对所有刷卡通过次数进行清零。项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/177905、STM32的RFID智能门禁系统设计(带源码+原理图+PCB等资料)硬件构成：STM32F103单片机+LCD1602液晶显示+RC522射频卡+蜂鸣器报警+功能按键+继电器模块功能描述1.LCD1602液晶显示当前信息2.按键对当前的ic卡进行注册、删除、返回3.注册成功后，刷卡成功继电器打开4.感应到IC卡后会进行蜂鸣器提醒项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/175196、单片机RFIDIC卡门禁系统（电路+仿真+程序）功能状态说明：1.单片机+按键+IC读写模块+DS1302+LCD1602液晶设计而成2.液晶可以实时显示目前的时间，方便使用者使用，具有掉电走时功能。3.可以添加或者删除IC卡的记忆功能，让使用者更加的灵活自如。4.具有指示灯和蜂鸣器双重提示功能，绿灯表示进入，红灯表示禁止进入。5.继电器模拟电子锁，闭合状态即是开锁状态，反之则关锁状态。项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/94917、基于RFID非接触式测温仪器设计针对在生活、工业生产中接触式检测温度存在的不方便、准确性差、应用范围小、环境要求严格等问题，提出无线射频温度测量系统的设计方案。详细阐述了非接触式温度测试系统的设计思想和实现方法，具体分析了各部分电路的设计原理，详细介绍了各部分的设计过程。RFID非接触式温度测试系统由温度采集部分、数据无线传输部分以及通信三个部分组成。温度采集部分利用单片机STC89C51为控制中心，采用一线制数字温度传感器DS18B20将采集到的温度值送入单片机中进行数据处理；数据无线传输部分采用基于RFID技术的无线射频收发芯片nRF2401，通过软件配置可实现数据的无线高速传输。项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/59298、RFID门禁系统代码+pcb+流程图+论文+参考资料1、用户密码以及IC卡号和IC卡刷入序列号，保存到STC12C5A60S2的EEPROM中，实现掉电数据保存功能。2、支持非接触式IC卡授权功能，可连续授权（授权需输入管理员密码程序默认“000”）。3、支持手动选卡销卡，支持单卡刷入销卡，支持注销所有卡（注销所有卡需输入管理员密码程序默认“000”）4、自动识别非接触式IC卡功能。如刷授权过的IC卡，提示“欢迎光临”,显示卡号并且开门，5秒后自动关门。如果刷未授权的IC卡，提示“该卡未授权”，显示卡号不开门。5、如忘记携带IC卡，可通过键盘手动输入用户密码，程序默认“000000”。密码输入错误，显示器会出现错误提示且继电器不工作（不开门）；若密码输入正确则继电器工作（开门）。6、支持手动更改用户密码（更改用户密码需输入管理员密码程序默认“000”）7、支持待机时钟显示功能（功能：显示年月日时分秒周，阴历，天干地支，生肖，温度，可改时间，具有掉电走时功能）项目链接：https://www.cirmall.com/circuit/2620来源：电路城

射频功率放大器的宽带匹配设计在很多远程通信、雷达或测试系统中，要求发射机功放工作在非常宽的频率范围。例如，工作于多个倍频程甚至于几十个倍频程。这就需要对射频功放进行宽带匹配设计，宽带功放具有一些显著的优点，它不需要调谐谐振电路，可实现快速频率捷变或发射宽的多模信号频谱。宽带匹配是宽带阻抗匹配的简称，是宽带射频功放以及功率传输系统的主要电路，宽带匹配的作用是，使射频功率放大管的输入、输出达到的阻抗匹配，实现宽带内的功率放大传输。因此，宽带阻抗匹配网络的设计是宽带射频功放设计的主要任务。同轴电缆阻抗变换器简称同轴变换器，能实现有效的宽带匹配，可以为射频功率放大管提供宽频带工作的条件。同轴变换器具有功率容量大、频带宽和屏蔽性能好的特性，可广泛应用于HF/VHF/UHF波段。1方案设计同轴变换器及其组合是一种具有高阻抗变换比的宽带阻抗匹配网络，它能将射频功率放大管的较低的输入阻抗或输出阻抗有效匹配到系统的标准阻抗50Ω。同轴变换器设计方案多选用1：1变比形式、1：4变比形式及其组合形式。1．1同轴变换器原理同轴变换器是由套上铁氧体磁芯的一段同轴电缆或同轴电缆绕在铁氧体磁芯上构成，一般称为“巴伦”。“巴伦”的结构如图1(a)所示，其等效电路如图1(b)所示。同轴变换器处于集中参数与分布参数之问。因此，在低频端，它的等效电路可用传统的低频变压器特性描述，而在较高频率时，它是特性阻抗为Zo的传输线。同轴变换器的优点在于寄生的匝间电容决定了它的特性阻抗，而在传统的离散的绕匝变压器中，寄生电容对频率性能的贡献是负面作用。当Rs=RL=Zo时，“巴伦”可以认为是1：1的阻抗变换器。同轴变换器在设计使用上有两点必须注意：源阻抗、负载阻抗和传输线阻抗的匹配关系；输入端和输出端应在规定的连接及接地方式下应用。在大多数情况下，电缆长度不能超过波长的八分之一。为了保证低频响应良好，还必须有一定绕组长度，可以依据下列经验公式来估算在频率高端和频率低端时所需绕组的长度。在高频端：lmax≤18O00n／fh(cm)。(1)式中，fh为工作频率(MHz)；n为常数，一般取为0．08左右。在低频端：lmin≥50Rl/[(1+u/uo)×fl]。(2)式中，fl为工作频率(MHz)；u/uo为磁芯在时的相对磁导率。磁芯的影响可以用等效电感来反应，等效电感决定了频段低段反射量的大小，计算为：L=uourn2(S/J)(3)式中，L为电感值(H)；ur为相对磁导率；uo=4πx10-7；S为磁环的面积；J为平均电长度；n为线圈圈数。为避免频段高段指标恶化，电感值不能大于实际需要值，其经验公式为：L=4(R/Wmin)(4)式中，R为中间频带的输入阻抗；Wmin为角频率。1．21：4同轴变换器设计1：4同轴变换器由长度相等的2根同轴电缆组成，其结构如图2(a)所示。1：4同轴变换器水平旋转180°即可作为4：1同轴变换器。理想的1：4同轴变换器的输入、输出阻抗都匹配，每根同轴电缆的输入、输出阻抗等于其特征阻抗Zo，其等效电路模型如2(b)所示。其源阻抗Zg与负载阻抗ZL的变换比为：Zg/ZL=Zin/Zout=(Zo/2)/(Zo+Zo)(5)图2和式(5)表明，1：4同轴变换器的阻抗变换比等于输入阻抗与输出阻抗之比。同轴变换器的输入阻抗等于同轴电缆特征阻抗的并联，输出阻抗等于同轴电缆特征阻抗的串联。1．3集中参数元件匹配设计由于阻抗变换器传输电缆的特征阻抗是实数，而射频功率放大管的输入阻抗与输出阻抗一般都是复数阻抗。因此，需要将射频放大管的输入阻抗与输出阻抗实数化，实现对源阻抗或负载阻抗的共轭匹配，从而实现功率的传输。复数阻抗可以用电阻与电抗串联表示，也可以用电阻与电抗并联表示。用集中参数元件实现阻抗匹配的方法是，电阻并联电抗减小其实部，再串联电抗抵消其虚部，达到2个纯电阻的匹配；当匹配的不是纯电阻时，可以采用集中参数的电容或电感来抵消和吸纳复数阻抗虚部的方法来实现复数阻抗的实数化。2需解决的关键技术问题2．1低频增益压制射频功率放大管的增益随频率的增高而下降，一般情况下，每增加一个倍频程，增益下降约3dB。在窄带电路中，增益随频率的增高而下降的情况可以忽略不计，但在多倍频程电路中，必须考虑对低频增益的压制。解决的方法是使用电阻负反馈网络，电阻负反馈网络用于压制平滑放大器在低频上高增益特性，电阻值越小压制平滑作用越大。以高频段增益为基准增益，使用100～200n电阻，将低频段的增益降低到大于基准增益2～3dB。2．2同轴电缆特性阻抗选择同轴“巴伦”完成平衡至不平衡的转换，一般选用50n特性阻抗。1：4同轴变换器电缆需要考虑源或负载电阻的大小，计算公式如下：Zo=(4R)2/25(Ω)。(3)式中，Zo为电缆特性阻抗；R为源或负载电阻。2．3磁芯的散热及功率校验输出匹配网络中，同轴变换器在传输高功率时，由于电路损耗，磁芯会累积较多的热量，进而会引起磁芯温度的急剧升高，严重时会导致磁芯的磁导率下降，影响同轴变换器的低频响应。解决的方法是给磁芯采取良好的散热措施，用导热胶将磁芯直接固定在金属散热底板上。磁芯材料的选择十分重要，要得到高的电感值必须选用高磁导率的磁芯；为了选择用于同轴变换器的合适的铁氧体磁芯，需要知道磁芯的饱和磁通量和它的非线性特性。当传送功率较大时，必须检验磁环的功率容量。这是由于磁环的磁通量，在功率较大时会出现磁饱和，以致大信号时等效电感值下降，功率送不过去。同轴变换器磁饱和的一般规律是频率越低越严重，所以其功率校验要在低频率上进行。3设计实例根据工程需要，运用同轴变换器宽带匹配技术设计一种多倍频程高功率放大电路，覆盖民用和军用频带，频率范围为20～500MHz。功率管选用双管芯结构的平衡型n沟道增强型射频放大管BLF574。设计用于输出功率达350W，功率增益大于16dB，频率范围高HF至UHF的宽带功率放大器。在225MHz频率左右器件的输入和输出阻抗都呈感性，输入阻抗Zs=(3．2+j2．5)Ω，输出阻抗ZL=(7．5+j4．0)Ω。3．1输入匹配网络BLF574有一个相当大的输入电容，为了提供器件输入端在多倍频上的宽带匹配，必须考虑输人电容在频率高端的影响，且折中考虑中间频率及较低频率上低值输入阻抗的影响。输入匹配网络设计成2级级联的4：1同轴变换器，完成16：1阻抗变换，将5OΩ标准阻抗匹配接近于3Ω，这个值还要通过简单的串联微带线和并联电容转换成器件的输入电阻。第1级4：1同轴变换器电缆选择UT-047-25，特性阻抗Zo=25Ω，电缆长度45mm。补偿低频响应的磁芯选择2861002402，初始磁导率ui=125。第二级4：1同轴变换器电缆选择UT-043-l0，特性阻抗Zo=10Ω，电缆长度45mm，补偿低频响应的磁芯同样选择2861002402。输入匹配网络如图3所示。3．2输出匹配网络输出匹配网络设计成1：4同轴变换器级联同轴“巴伦”的形式。1：4同轴变换器电缆选择UT-l4l-l5，特性阻抗Zo=15Ω，电缆长度68mm。补偿低频响应的磁芯选择2661540202，初始磁导率ui=125。同轴“巴伦”完成平衡至不平衡输出的转换，同轴“巴伦”电缆选型UT-141，特性阻抗Zo=50Ω，电缆长度68mm。匹配电阻为：R=(25×15)1/2/4=4．8Ω，这个值需要通过简单的串联微带线和并联电容转换成器件的输出电阻。输出匹配网络如图4所示。3．3软件仿真及测试验证3．3．1软件仿真将功率放大管的输入阻抗和输出阻抗各自假设为随频率变化的可变阻抗，按照宽带网络阻抗近似匹配法进行阻抗匹配，使用软件工具Ansoft-Serenade8．7，分别建立以同轴阻抗变换器为模型的输入和输出宽带匹配网络，匹配端口均为标准50Ω特征阻抗，匹配目标为输入或输出端口电压驻波比VSWR≤2：1。利用频率参数扫描曲线，经调整优化各同轴电缆长度及特性阻抗、串联微带线的长度和并联电容的值得出宽带内理想的驻波一频率特性曲线。3．3．2测试验证对根据以上设计完成的实际电路进行测试，在20～500MHz频带内，输入回波损耗≤1．95：1，输入功率10W时，放大器的输出功率>350W。测试结果表明，放大器的性能状态良好，所设计的同轴变换器匹配网络满足宽带匹配及功率要求。

中国北京，2020年7月28日–ImaginationTechnologies宣布推出基于其EnsigmaWi-Fi技术的最新知识产权（IP）产品IMGiEW410。为满足中低端市场的需求，Imagination在其最新发布的IMGiEW400基础上又开发了iEW410，旨在满足入门级物联网（IoT）、可穿戴设备和可听戴设备等成本敏感型应用的通信要求。iEW410基于最新的IEEE802.11axWi-Fi标准，可通过如下一系列新功能提供更强大的性能、吞吐量和节能性：以20MHz频宽运行：支持低数据速率应用，以节省电池电量目标唤醒时间（TWT）技术：延长深度休眠时间，显著改善电流消耗并延长电池续航时间正交频分复用多址（OFDMA）技术：支持对带宽进行分段，从而高效地传输数据，降低功耗，同时提高性能和数据吞吐量BSSColoring技术：增强高密度环境中的性能，提高数据吞吐量双子载波调制（DCM）技术：针对低数据速率提高了性能可选的上层MAC，可用于卸载主处理器的工作量，以降低系统总功耗可选的电源管理单元（PMU），支持针对低功耗进行了优化的2.7-4.5V直流电源ImaginationTechnologies中国区业务拓展经理黄音表示：我们专门针对成本敏感型市场开发了这款IP，同时并没有牺牲其各项性能优势，它依然是物联网、可听戴和可穿戴设备的理想选择。相反，我们创造了一种技术，即占用最小的面积，但仍可为客户提供11ax/Wi-Fi6的所有优势。iEW410现在已可提供授权。其主要功能包括：完整的2.4GHz低功耗Wi-Fi解决方案经过硅验证的设计，裸片面积为5.65mm2（包括模拟焊盘），采用台积电（TSMC）的40纳米LP工艺休眠控制器可确保降低整个系统级功耗可选的集成电源管理单元（PMU）针对QFN封装进行了设计可选的UMAC,用于卸载主处理器的处理任务，从而最小化功耗以及对主处理器的需求

随着信息化、智能化、网络化的发展，嵌入式系统技术获得广阔的发展空间，工业控制领域也进行着一场巨大的变革，以32位高端处理器为平台的实时嵌入式软硬件技术将应用在工业控制的各个角落。嵌入控制器因其体积小、可靠性高、功能强、灵活方便等许多优点，其应用已深入到工业、农业、教育、国防、科研以及日常生活等各个领域，对各行各业的技术改造、产品更新换代、加速自动化化进程、提高生产率等方面起到了极其重要的推动作用。障碍物距离检测电路的设计在本系统中超声波测距电路是由MICROCHIP的PIC16C57设计而成的，选用的超声波传感器是T/R40-16压电陶瓷传感器。在工作中，主控器PIC16C57发出信号使发射端的超声波换能器发出加以电压激励，其受激励后以脉冲的形式发射超声波，当超声波接收器接收到回波信号时，传回到主控器中，从脉冲信号开始发射时主控器中的定时器便开始计时，接收到回波信号时停止计时。所侧出的时间间隔再乘以声速就得到了两倍的距离值。从而计算出障碍物到发射点的距离。其电路图如图2所示。距离值通过PIC16C57的10脚进行串行输出，经MAX232芯片后与ARM的串口相连。芯片MAX232是为RS232标准串口设计的接口电路，它完成TTL电平和RS232电平的转换。声光报警电路设计本系统要求根据影响装载机稳定性的障碍物距离的临界值对危险状况进行三级报警。当处于低危险状况时，只有指示灯绿灯被点亮，提醒驾驶者注意;当危险级别增高时，指示灯黄灯点亮，同时伴随有舒缓的蜂鸣声，提醒驾驶者采取措施;当达到危险级别时，指示灯红灯被点亮，同时蜂鸣声由舒缓转为急促，提醒驾驶者赶紧制动。设计中，分别采用了LPC2290的P2.20（GPIOA4）驱动绿色LED，P2.21（GPIOA5）驱动黄色LED，P2.22（GPIOA6）驱动红色LED，P2.23（GPIOA7）驱动蜂鸣器。所设计的报警电路如图3所示。通过试验验证，该系统已完成了所需的功能要求，测量值为9.99m，误差≤0.01m。安装非常方便，便于使用。但该系统还有一个不足，即用超声波传感器检测车辆前方路面信息时，如果是凸起的障碍物能有效的检测到，但当前方为凹坑时便检测不出来，所以有待于进一步研究。来源：维库电子市场网

1引言由于微带天线具有低截面、轻重量、易加工等特点，这类天线在军事和民用领域的应用范围越来越广。特别是近年来SAR（合成孔径雷达）技术的快速发展，人们对微带天线提出了越来越高的要求，希望在一个天线上能同时获得宽频带、大扫描角、高效率、低交叉极化的性能，并且具有馈电简单、易与馈电系统集成等多方面的优点。微带贴片天线的馈电方式有多种，这其中以微带线共面馈电在结构形式上最为简单，同时组阵时易于实现与馈电网络的集成设计，应用较广。微带馈电的矩形微带贴片天线自报道以来成为应用最为广泛的微带单元形式之一。但此种矩形微带天线采用单层形式，带宽很窄（通常而则率先介绍了一种非辐射边共面馈电的单层矩形贴片天线，当该单元用于微带共面馈电阵列天线设计时可缩短馈电线的长度，简化馈电网络的设计，故其可用作高效微带阵列天线的设计，但其与普通单层矩形微带天线一样带宽较窄。最近，提供了一种针对辐射边馈电双层矩形微带天线的交叉极化抑制技术，其方法是在上、下辐射贴片上同时开4个或4个以上缝隙，缝隙的取向与天线极化方向一致，通过抑制交叉极化的模式电流达到抑制天线单元交叉极化的目的。将上述多种技术相结合，本文介绍了一种非辐射边馈电的新型双层微带贴片天线，并对该天线的性能特点及其在阵列中的应用情况进行了研究。2单元结构及仿真测试结果天线单元的结构组成如图1,为实现宽带工作采用与普通双层微带贴片天线相同的结构形式，整个天线主要由馈电微带板层、泡沫层、寄生微带板层及接地结构板四部分组成。其中馈电微带板上蚀刻有馈电贴片与馈电微带线，寄生微带板上蚀刻有寄生贴片，为对寄生贴片起保护作用，图中寄生元贴片采用倒置结构。与传统双层微带贴片天线设计所不同的是，底层矩形贴片采用微带线的非辐射边馈电，采用此种馈电的方式的好处是可简化馈电网络的设计，但带来的问题是天线除激励起主模TM01模之外还将激励起TM10交叉极化模，这将恶化天线的交叉极化性能。对于单层矩形微带贴片天线，文献[3]提出通过选择适当的矩形贴片的长宽比（1.5:1）来抑制TM10模。但HFSS的仿真结果表明单纯的调整贴片的长宽比对双层微带贴片的效果有限，虽然长宽比（1.5:1）条件下的带内交叉极化可达-10dB左右；但此时天线具有较低的辐射阻抗，宽带阻抗匹配困难。为解决上述问题，除对矩形贴片的长宽比进行适当控制外，还在寄生贴片沿垂直于辐射边的方向，开一些均匀分布的细长缝隙，通过割断交叉极化模式的表面电流，达到抑制天线的交叉极化模式的目的。仿真研究结果表明，当均匀分布的缝隙数达到3个以上，且Ls≥0.8W2时，天线的带内交叉极化趋于稳定。为验证上述研究结果，利用HFSS优化设计结果，按下列参数设计制作了一个X波段的非辐射边馈电双层微带天线单元：er1=2.94，h1=0.508mm；er2=1.07，h2=3.0mm；er3=4.39，h3=0.254mm；a）剖面图b）馈电微带板电路图c）寄生微带板电路图W1=8.7mm，L1=9.7mm；W2=9.2mm，L2=11.3mm；Ws=0.5mm，Ls=7.7mm。对该天线的测试结果表明，其在15.5%的带宽内Vswr≤1.2，带内两主面的交叉极化优于-16dB，图2给出端口驻波曲线的仿真及测试结果，两者十分吻合。可见相对普通双层微带贴片天线，新型单元的阻抗带宽约宽3-5%，而交叉极化指标两者相当。图2单元驻波特性的仿真与测试结果3天线单元在阵列设计中的应用上面所提出的这种新型双层贴片天线单元可灵活地应用于宽带共面集中馈电微带阵列天线的设计，并且相对于传统辐射边馈电的双层微带贴片单元，新型天线单元可简化天线阵的馈电电路，提高馈电效率，便于实现宽带、高效的共面馈电天线阵；特别是应用于微带线阵设计时有利于节约馈电空间，便于设计大扫描角的天线阵。图3给出了两种微带贴片单元的各类组阵方式对比图。a.辐射边馈电b.非辐射边馈电图3两种微带单元的组阵方式对比图利用此新型天线单元设计的X波段8×8微带天线实验小阵，该小阵的馈电电路示意图及实物照片如图4，该小阵由8根1×8微带线阵组成，线阵中各单元等幅同相馈电，实际应用时每个线源使用T/R组件进行馈电，可实现一维±25°的扫描，为抑制天线的交叉极化，相邻线阵之间采用镜像排列，馈电时相互反相。在微波暗室对此无源小阵的各项技术指标进行了测试，结果显示：各线阵在17.6%的频带内驻波比优于1.6，整个小阵全空间的交叉极化优于-30dB，副瓣电平优于-11dB，带内天线效率优于70%，图5和图6分别给出各线阵的端口驻波实测曲线及线阵方向典型方向图的测试结果。由这些结果可见该天线在很宽的频带内表现出良好的性能指标。（a）馈电电路（b）实物照片图4X波段8×8单元天线小阵示意图图58×8小阵中各线阵的端口驻波测试曲线图68×8小阵线阵方向的典型方向图4结论仿真及实验结果表明，非辐射边馈电的双层微带贴片天线具有很好的宽带工作能力，当其应用于共面集中馈电微带阵列天线的设计时，可简化天线阵的馈电电路，提高馈电效率，便于实现宽带、高效的共面馈电天线阵；特别是应用于微带线阵设计时有利于节约馈电空间，便于设计大扫描角的天线阵。可以预见该种天线单元在雷达及通讯系统种具有广阔的应用前景。来源：维库电子市场网

RFID应用越来越广泛，市场规模也在不断扩大，同时在技术上的要求也在趋于多样化个性化。该文提出了一种超小型433MHzPCB天线，增益为-17dB，达到了RFID系统的应用要求。该天线半径为14mm的半圆区域，尺寸小，同时满足标签小型化和天线性能两方面的要求。有源射频识别定位系统现已被广泛应用于各种定位场景。针对实际场景下电子标签小型化的需求，在半径为14mm的半圆里，应用弯折线实现了标签PCB天线的小型化设计，增益达到-17dB.基于集总元件电路，天线实现了433MHz的谐振特性，且标签天线与标签芯片实现了50Ω的阻抗匹配。即射频识别（RadioFrequencyIdentification,RFID），是一种非接触式的自动识别技术，通过无线射频方式进行非接触双向数据通信，对目标加以识别并获取相关数据，具有成本低、定位精度高的优点。有源RFID定位系统已被广泛应用于各种定位场景。天线是RFID系统的重要组成部分，在众多场景中均制约着RFID技术的发展，所以对于RFID天线的研究和设计十分迫切。当前RFID系统的应用主要集中在低频、高频、超高频和微波频段，且在这些频段上的天线设计研究有较大不同。本文系统设计采用超高频段进行通信，目前在UHF频段多采用偶极子及其变形结构，如弯折线天线、折合偶极子天线等。文中设计了超高频段433MHz的标签小型化天线，需同时满足标签小型化和天线性能两方面的要求。1标签天线设计思想1.1标签天线辐射增益确定天线增益用G来表示，定义为：在输入功率相同的条件下，天线在最大辐射方向上某一点的功率通量密度与相点源天线在同一点处的功率通量密度之比。一般RFID系统最大传输距离表示为标签天线发射信号，读写器天线接收信号。对应式（1）中，Pth为读写器射频芯片规定的天线最小接收功率，-110dBm·W；Pt为标签射频电路芯片规定的天线发射功率，可调，-20~3dBm·W；Gt为要设计的标签天线增益；GT为已有读写器天线增益，3dBi；λ为工作波长；r为标签与读写器之间工作距离设计目标，50m；工作频率为433MHz。RFID系统中读写器天线为圆极化天线，标签天线为线极化天线，二者会产生3dB的极化失配损失。根据计算公式和实际场景综合考虑，最后确定标签天线增益为-19dB，可满足应用需求。1.2标签天线阻抗匹配标签天线面积设计目标是半径为14mm的半圆区域。433MHz的标签天线由于波长较长，所以在规定的面积内采用弯折线的天线结构。弯折线天线中弯折次数、弯折角、弯折高度以及弯折线宽均在较大程度上影响了天线的谐振特性。在不改变天线外形尺寸的条件下，随着弯折次数的增加，弯折线天线的谐振频率、谐振阻抗下降，但是下降的趋势渐缓，之后当继续增加弯折次数时，天线的谐振频率基本不变。同样在天线外尺寸不变的条件下，改变弯折高度和弯折角，得到的结果类似，均为开始时随着弯折高度和弯折角的增加，天线谐振频率和阻抗明显下降，之后趋势渐缓，最后基本不变。鉴于天线面积较小，在有限的区域内使用弯折线结构无法达到433MHz的谐振频率，所以设计时需要增加相应的匹配电路进行调谐。此外，电子标签电路板设计中射频电路与馈线、馈线与天线之间的阻抗要达到共轭匹配，天线才能获得最大的功率传输，辐射最大的能量。当射频电路与天线阻抗失配时，射频电路的能量将不能全部由天线辐射发出，而且这部分的能量会反射回射频电路，产生驻波，对电路产生较大损害。所以为了使信号和能量有效传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即与天线连接的芯片阻抗必须和天线阻抗共轭匹配。将芯片阻抗调至50Ω，天线的输入阻抗调为50Ω，从而实现阻抗匹配。2标签天线结构设计电子标签采用FR4-环氧树脂电路介质基板（FR4_expoy）厚度为0.8mm；介电常数为4.4；线宽为0.5mm。经过长时间绕制，得到天线几何形状如图1所示。图1设计天线结构图该结构充分利用了电子标签形状，天线的增益如图2所示。图2天线增益图由图2可知，天线增益为-15.7dB，全向辐射。天线上的电流分布如图3所示。图3天线面电流密度天线谐振图像如图4所示。图4中，天线确如分析，并没有在433MHz出现谐振，需要增加相应的匹配电路。图4设计天线S11曲线3射频电路的阻抗匹配在天线433MHz处谐振，需相应地匹配电路调谐。这里采用Smith圆图进行调谐和阻抗匹配，首先要已知该结构天线在433MHz处的阻抗值。从HFSS仿真结果中可查到该天线在各个频率点的阻抗，如图5所示。图5天线在400~460MHz的阻抗图5中方框部分为433MHz频率点对应的阻抗值，Zt=2.832004-i222.484839,天线实部较小，呈现容抗性。这里使用ADS进行阻抗匹配工作。设计原理是天线增加匹配电路后，组成一个新的电路结构，整个电路在433MHz处谐振，阻抗达到50Ω，从而实现阻抗匹配。ADS原理图中用集总元件表示天线的阻抗，具体设计方法是天线等效为一个电阻和电容的串联，设电阻为R，电容为C计算得到，R=2.832004Ω，C=1.65pF。ADS中将集总元器件、SmithChartMatching圆连接起来得到仿真电路，具体结构如图6所示。图6ADS中天线Smith匹配SmithChart匹配图6中电路结构经SmithChart匹配，ADS中提供了4种匹配结构，如图7所示。图74种匹配网络结构图根据L型匹配电路介绍，设计采用右上角先并联电感后串联电感的方式。将匹配电路与天线串联连接后，用ADS仿真得到此时天线的谐振频率与带宽，如图8所示。图8天线谐振S11曲线图图8所示，仿真天线谐振点为433MHz,天线带宽为2MHz具体范围是432~434MHz,结果符合有源RFID系统中通信频率的设计要求。但ADS因存在精度问题，会自动调整输入值，所以只采用其提供的匹配电路结构图，具体的元器件值还需进行实际调试得到。实际调试中用矢量网络分析仪连接同样的匹配电路结构进行调试。准备一块带有匹配电路电感位置的天线板。根据以下步骤调试匹配电路：（1）启动矢量网络分析仪。（2）将矢量网络分析中的同轴传输线外导体连接匹配电路中接地端，将内导体连接匹配电路馈线端。（3）焊接匹配电路中其中一个电感，根据矢量网络分析中的Smith圆图调节另一个电感值，直到谐振频率为433MHz时，调试完成。经调试，确定调试过程中L3为30nH,L2为12nH.最终结果如图9所示。图9实际调试后匹配电路实际调试中天线的增益为-17dB，较仿真时有所减小。当天线在433.92MHz谐振时，天线的带宽较窄，相比仿真结果约减小400kHz。而且匹配电路中电感值发生较大变化，这是因为ADS进行Smith圆匹配中默认阻抗实部最小为5.3，而实际天线的实部只有2.8，出现了较大误差。即便如此，文中所设计的天线还能满足有源RFID定位系统应用要求。实物如图10所示。图10实物图4结束语

随着物联网技术的迅速发展和日益成熟，超低功耗的无线传感器已成为物联网的重要组成单元。无线传感器网络通过将大量的传感器节点部署在监测区域内，使用无线电通信方式形成一个多跳的具有动态拓扑结构的自组织网络系统，目前已得到了广泛应用。但是采用传统供电模式的传感器节点一旦电池耗尽需要重新更换电池，如果传感器节点大量分布，人工更换电池所需的工作将不容忽视。随着超低功耗芯片技术的越发成熟，收集周围环境中的无线射频能量提供电能成为一种有效可行的新型能源供应模式。近年来，随着通信技术的迅速发展，环境中充斥着大量的无线电波信号，主要包括移动电话（GSM）频段和工业通讯（ISM）频段。未来的很长一段时间内，多种通信网络共存，也为射频能量收集系统提供了丰富的射频资源。无线能量采集技术最重要的部分是接收天线的分析设计，也是国内外相关专家学者关注的热点。微带天线具有低成本，轻重量，易于共形等诸多优点，被广泛的应用于各种通信系统中。但微带天线由于频带较窄又限制了它的实际应用，增加寄生单元或者具有不同形状缝隙的矩形贴片元可以克服微带天线的窄频带特性；目前在高频段上，国内外对缝隙天线进行了大量的研究报道。基本结构的缝隙天线性能良好，但是也存在阻抗带宽窄、只能单频工作等固有缺陷。因此多频/宽带化技术成为缝隙天线研究的一个热点。文献“工作于2.4GHz/5.2GHz双频段微带缝隙天线的设计”在缝隙天线的基础上通过再加载两个倒u型槽，实现了2.4/5.2GHz的双频工作的特性；文献“新型小型化双频缝隙微带天线的设计”在接地板上开了一个F型的槽并用微带线馈电，通过调节槽的主要尺寸使天线工作在2.4/5.8GHz频段。文献“一种带宽圆形缝隙天线的设计”采用叉子型微带线馈电并在接地板开了一个圆形缝隙天线，通过调整微带线终端和缝隙中心的相对位置以及圆形缝隙的半径来获得最佳匹配，天线工作在2GHz时，频带达到了32.5%。但是由于5GHz频段在周围环境中的信号功率谱密度较低，因此这些天线设计并不适合用于环境无线能量收集。通过对以上文献的分析研究，文中提出一种适用于无线能量收集的小型双频微带馈电缝隙天线。该天线基于叉子型微带馈电缝隙结构，采用电抗加载法，即通过加载微带枝节和槽实现双频段工作特性，以提高天线的工作带宽，在保证性能的同时克服了微带缝隙天线窄带宽的缺陷。并通过仿真分析获得了该缝隙天线工作频率随缝隙尺寸变化的一般规律。1缝隙天线结构原理基于微带天线结构，利用电抗加载的方法可以实现双频工作，此时双频比可以调节得较接近。根据空腔模型理论，薄基片的微带天线在模谐振频率附近的输入阻抗Zin，可等效为式中，Xr为该模并联谐振等效电路的“谐振”电抗，Xf为其他模的合成效应。其谐振频率的特征方程为Xr+Xf=0，若用一个电抗XL对微带天线进行加载，则上述特征方程变为调节XL的值，可以获得两个零点，实现双频工作。图1是改进后的天线结构，该天线顶部是一个左右不对称的分支型微带线。分支型馈电的优点是该馈电方法可以获得较宽的带宽并且使天线在很宽的频率范围内达到很好的阻抗匹配。在本设计中，在接地板开了两个矩形缝隙，通过调整微带线分支和缝隙的相对位置以及矩形缝隙的大小来获得最佳匹配。图1天线的几何模型为了实现接口的阻抗匹配，分支型微带线主臂的特性阻抗为50Ω，侧臂的特性阻抗为100Ω，根据经验式（3）、式（4）可以计算出微带线的宽度。其中等效介电常数为由此算出50Ω的微带馈线对应的宽度为3.0mm，100Ω微带线对应的宽度为1.4mm。天线的底部接地板上刻蚀了两个矩形缝隙，这样相当于引入了两个电抗元素，产生了两个谐振点。天线使用FR-4作为介质基板，基板的厚度为1.6mm，相对介电常数为4.2,损耗角正切为TanD=0.0003。接地板的尺寸为50mm×50mm。由于缝隙所在地面的边沿存在较强的绕射场，所以选择合适的介质基片大小，可以获得较好的远场方向图。馈电点在宽边的中心，p1和p2为差分输入端口。2参数设计与优化分析为了进一步探索天线的各个几何参数对天线回波损耗的影响，得到适合GSM1900MHz和ISM2.4GHz频段的工作特性，使用ADS全波电磁场仿真工具对天线进行参数分析和优化。天线的各物理尺寸参数如图2所示。通过初步的仿真，天线的回波损耗对两个矩形缝隙的长度L1、L2和宽度W3、W4的变化比较敏感，因此选取以上4个参数对它们进行参数分析。每个参数选取一个初始值，当一个参数变化时，其他参数保持不变。各参数的初始值如表1所示。图2缝隙天线的设计参数示意图3给出了小缝隙长度L1对天线回波损耗的影响，L1尺寸选取从22.9mm处以1mm增加，其他主要参数保持不变，仿真结果可以发现在低频段处L1越大，谐振点右移，当L1=23.9mm时，回波损耗最小；在高频段处随着L1增大，谐振频率点左移，回波损耗减小但带宽也随之减小。图4给出了大缝隙长度L2对天线回波损耗的影响，L2从41.6mm处以每1mm增加，其他各参数保持不变。从图中可以看出在低频段处L2越小，回波损耗越大，带宽也相应的增加。谐振点基本维持不变；在高频段处L2越大，谐振点向左移动，回波损耗越小，天线阻抗越来越不匹配。图5给出了小缝隙宽度W3对天线回波损耗的影响，W3的大小从10.6mm处以每1mm增加，其他各参数保持不变。仿真结果显示W3对低频段的影响几乎很小；在高频段处当W3增大时，谐振频率左移，回波损耗和带宽维持不变。图6为大缝隙宽度W4对天线回波损耗的影响，W4尺寸从14.1mm处以每1mm增加，其他各参数均保持不变。从图中可以看出低频段处W4越大，谐振频率略向右移，回波损耗越来越大，天线的匹配越好，带宽也相应的增大。在高频段处规律同低频段一样。通过仿真结果发现，调节缝隙的尺寸可以改变两个谐振频率的距离。再根据对频段的设计要求最后选定的缝隙尺寸的大小分别为L1=23.9mm，L2=41.6mm，W3=12.6mm，W4=18.1mm。最终得到了最佳的天线尺寸参数，如表2所示。图3谐振频率随L1变化图4谐振频率随L2变化图5谐振频率随W3变化图6谐振频率随W4变化天线在谐振频率1.9GHz和2.4GHz两处的增益方向图如图7和图8所示。从图中可以看出该缝隙天线的辐射是双向性的，缝隙上、下方的辐射场最强，辐射强度基本相同。天线的谐振频率为1.9GHz时，在XOZ面上的最大增益为1.4dBi；天线谐振频为2.4GHz时，在XOZ面上最大增益为2.9dBi。天线的方向图具有一定的方向性，但是天线的增益并不高，因此这种天线可以作为全向天线来使用，适用于接收周围的射频无线能量。图7XOZ面上的天线的增益（f=1.9GHz）图8XOZ面上的天线的增益（f=2.4GHz）3测试结果根据上一节的参数分析和优化结果，使用FR4双面PCB板加工制作了该天线，并通过Agilent矢量网络分析仪对天线进行了测试，天线的实物图如图9所示。图9天线实物的正面图和反面图10给出了天线的输入回波损耗仿真和实测曲线，从仿真图中可以看出，天线的中心谐振点分别为f1=1.9GHz，f2=2.4GHz.当回波损耗S11图10回波损耗测试结果4结语文中提出了一种缝隙加载结合双线馈电的多频段天线方法，设计了一种适用于环境无线能量接收的新型小尺寸双频微带缝隙天线。通过Agilent公司的ADS对其仿真并进行了优化分析，实现了天线分别在1.9GHz和2.4GHz双频工作。在低频端带宽为140MHz，相对带宽约为7.4%，在高频端带宽110MHz，相对带宽约为4.6%。该射频能量接收天线能够适应GSM和ISM两个频段，尺寸小，制作成本低，具有较强的实用性和良好的应用前景。