在电路设计当中，全桥的作用非常重要，当桥式整流电路当中的四个二极管封装在一起时就构成了全桥电路，而全桥电路实际上就是我们常说的H桥电路。本篇文章将主要介绍H桥电机驱动的工作原理，从逆时针和顺时针两个方面来进行全面的分析。图1H桥式电机驱动电路图1中所示为一个典型的直流电机控制电路。电路得名于“H桥式驱动电路”是因为它的形状酷似字母H。4个三极管组成H的4条垂直腿，而电机就是H中的横杠(注意：图1及随后的两个图都只是示意图，而不是完整的电路图，其中三极管的驱动电路没有画出来。如上图所示，H桥式电机驱动电路包括4个三极管和一个电机。要使电机运转，必须导通对角线上的一对三极管。根据不同三极管对的导通情况，电流可能会从左至右或从右至左流过电机，从而控制电机的转向。要使电机运转，必须使对角线上的一对三极管导通。例如，如图2所示，当Q1管和Q4管导通时，电流就从电源正极经Q1从左至右穿过电机，然后再经Q4回到电源负极。按图中电流箭头所示，该流向的电流将驱动电机顺时针转动。图2H桥电路驱动电机顺时针转动当三极管Q1和Q4导通时，电流将从左至右流过电机，从而驱动电机按特定方向转动(电机周围的箭头指示为顺时针方向)。图3H桥电路驱动电机逆时针转动图3所示为另一对三极管Q2和Q3导通的情况，电流将从右至左流过电机。当三极管Q2和Q3导通时，电流将从右至左流过电机，从而驱动电机沿另一方向转动(电机周围的箭头表示为逆时针方向)。使能控制和方向逻辑驱动电机时，保证H桥上两个同侧的三极管不会同时导通非常重要。如果三极管Q1和Q2同时导通，那么电流就会从正极穿过两个三极管直接回到负极。此时，电路中除了三极管外没有其他任何负载，因此电路上的电流就可能达到最大值(该电流仅受电源性能限制)，甚至烧坏三极管。图4具有使能控制和方向逻辑的H桥电路基于上述原因，在实际驱动电路中通常要用硬件电路方便地控制三极管的开关。图4所示就是基于这种考虑的改进电路，它在基本H桥电路的基础上增加了4个与门和2个非门。4个与门同一个“使能”导通信号相接，这样，用这一个信号就能控制整个电路的开关。而2个非门通过提供一种方向输人，可以保证任何时候在H桥的同侧腿上都只有一个三极管能导通。(与前面的示意图一样，图4所示也不是一个完整的电路图，特别是图中与门和三极管直接连接是不能正常工作的。)采用以上方法，电机的运转就只需要用三个信号控制：两个方向信号和一个使能信号。如果DIR-L信号为0，DIR-R信号为1，并且使能信号是1，那么三极管Q1和Q4导通，电流从左至右流经电机(如图5所示);如果DIR-L信号变为1，而DIR-R信号变为0，那么Q2和Q3将导通，电流则反向流过电机。图5使能信号与方向信号的使用实际使用的时候，用分立件制作H桥式是很麻烦的，好在现在市面上有很多封装好的H桥集成电路，接上电源、电机和控制信号就可以使用了，在额定的电压和电流内使用非常方便可靠。比如常用的L293D、L298N、TA7257P、SN754410等。H桥电路经常被应用与逆变器电路和直流电机电路当中，在这里我们只对H桥电路在直流电机当中的应用原理做出了解释。希望各位能够充分掌握全桥电路的各种基础知识，这样不但方便设计的快速进行还能帮助我们巩固基础知识。转载自维库电子市场网。

继电器内部具有线圈的结构，所以它在断电时会产生电压很大的反向电动势，会击穿继电器的驱动三极管，为此要在继电器驱动电路中设置二极管保护电路，以保护继电器驱动管。如图9-53所示是继电器驱动电路中的二极管保护电路，电路中的J1是继电器，VD1是驱动管VT1的保护二极管，R1和C1构成继电器内部开关触点的消火花电路。1.电路工作原理分析继电器内部有一组线圈，如图9-54所示是等效电路，在继电器断电前，流过继电器线圈L1的电流方向为从上而下，在断电后线圈产生反向电动势阻碍这一电流变化，即产生一个从上而下流过的电流，见图中虚线所示。根据前面介绍的线圈两端反向电动势判别方法可知，反向电动势在线圈L1上的极性为下正上负，见图中所示。如表9-44所示是这一电路中保护二极管工作原理说明。2.故障检测方法和电路故障分析对于这一电路中的保护二极管不能采用测量二极管两端直流电压降的方法来判断检测故障，也不能采用在路测量二极管正向和反向电阻的方法，因为这一二极管两端并联着继电器线圈，这一线圈的直流电阻很小，所以无法通过测量电压降的方法来判断二极管质量。应该采用代替检查的方法。当保护二极管开路时，对继电器电路工作状态没有大的影响，但是没有了保护作用而很有可能会击穿驱动管;当保护二极管短路时，相当于将继电器线圈短接，这时继电器线圈中没有电流流过，继电器不能动作。转载自唯样电子资讯。

随着漏电断路器使用推广及人民生活水平提高，家用电器等设备增加，而家用电器普遍存在感性负载和容性负载，这些负载在使用中易产生感应电动势、浪涌电压以及冲击电流，从而要求漏电断路器对抗浪涌电压、冲击电流等干扰的能力越来越强，使漏电断路器在各种情况下能可靠使用，确保漏电断路器不出现误跳和失效现象。1.漏电芯片电源部分最新的国家标准GB16917.1-2014（带过载电流保护的漏电断路器标准）中规定，对于应用于三相四线制中的漏电保护器，当其中任意两相发生断相的故障且此时线路中存在漏电流，若该漏电流达到漏电保护器的整定动作电流值IΔn，那么漏电保护器必须可靠脱扣，能够发挥保护功能。针对这一标准，漏电保护器的整流部分，通常采用全桥整流就能满足要求，只要考虑整流二极管的反向耐压值能满足EMC方面的试验要求。若采用集成芯片如54123方案，那么芯片8脚需要并联钽电容和X7R封装电容，起到整流后滤波和抗高频干扰的作用，这样芯片54123才能工作在较理想的状态。同时国家标准GB16917.1-2014中规定了：若漏电保护器的整定漏电动作电流小于等于30mA，则该漏电保护器需要满足50V动作特性。50V动作特性：当漏电保护器RCBO处于闭合位置时切断电源，RCBO不应分断；紧接着在电源端施加50V电压，对RCBO某一极突加IΔn，RCBO应脱扣。为了满足这个动作特性，就要合适的选择芯片54123的电源脚的降压电阻，使得当电源端电压为交流50V时，经过整流滤波之后芯片54123的电源电压在其数据手册规定范围内（最小值为12V，通常需要16V）。经过这两个步骤，应该说漏电集成芯片的电源端是比较理想的，如果PCB空间充足情况下还可在电源引脚和地之间并联一个稳压管。2.可控硅触发部分断路器三相同时通电时，经过全桥整流之后加在可控硅两端的直流电压超过500V，对单个可控硅的参数要求非常高，目前主流产品都是采用双硅串联的电路，以此降低单个可控硅两端的直流电压，提高可控硅触发电路的可靠性和稳定性。现有技术采用的双硅串联电路如下图所示，只是简单的把两个可控硅串联起来，当漏电IC芯片检测到漏电信号达到跳闸阈值时，跳闸信号输出引脚输出高电平，可控硅SCR2触发，继而可控硅SCR1触发，从而使得漏电断路器线圈脱扣。从图1可以看出，断路器正常通电情况下，整流之后的直流电压几乎全部加在可控硅SCR1上，SCR2并没有起到分担电压的作用。若可控硅SCR1性能参数不良被击穿时，线路中的高直流电压非常容易再次击穿可控硅SCR2，导致漏电断路器直跳异常现象的发生。这种线路对单个可控硅的参数性能要求依旧很高，并没有充分利用双硅串联的可靠性。因此，通过上述分析，漏电保护器可控硅触发部分的设计，最重要的是要使得两个串联的可控硅在漏电保护器正常通电时的承受电压比较均匀，这样才能充分发挥两个可控硅的作用，提高线路的整体耐压水平。最容易想到的就是通过电阻进行分压如下图所示，其中R3，R4电阻阻值要选择一样，根据可控硅SCR1的具体参数选择合适的R5，R6阻值，保证可控硅SCR2触发时可控硅SCR1能被可靠触发。当断路器正常通电时，经过整流之后的直流电压通过R3和R4构成的均分分压电路，可控硅SCR2视为阻值非常大的电阻，使得加在可控硅SCR1阴极上的电压几乎和触发极一样，同为阳极电压的一半。此时可控硅SCR2的阳极电压也就是可控硅SCR1阳极电压的一半，实现两个可控硅分担均分电压，即使单个可控硅的耐压参数不高，也能可靠的工作。当漏电IC芯片检测到漏电信号达到跳闸阈值时，跳闸信号输出引脚输出高电平，可控硅SCR2触发，此时可控硅SCR2的阳极电压接近于0，可控硅SCR1阳极电压经过电阻R3，R4，R5，R6构成的分压电路，以合适的电压加在触发极上，从而使得漏电断路器线圈脱扣。转载自维库电子市场网。

本文为您详细介绍直流电机驱动设计需要注意的事项，低压驱动电路的简易栅极驱动、边沿延时驱动电路图解及其设计思路。以上是直流电机驱动电路图，下面为您详细介绍直流电机驱动设计需要注意的事项，低压驱动电路的简易栅极驱动、边沿延时驱动电路图解及其设计思路。一、直流电机驱动电路的设计目标在直流电机驱动电路的设计中，主要考虑一下几点：1.功能：电机是单向还是双向转动?需不需要调速?对于单向的电机驱动，只要用一个大功率三极管或场效应管或继电器直接带动电机即可，当电机需要双向转动时，可以使用由4个功率元件组成的H桥电路或者使用一个双刀双掷的继电器。如果不需要调速，只要使用继电器即可;但如果需要调速，可以使用三极管，场效应管等开关元件实现PWM(脉冲宽度调制)调速。2.性能：对于PWM调速的电机驱动电路，主要有以下性能指标。1)输出电流和电压范围，它决定着电路能驱动多大功率的电机。2)效率，高的效率不仅意味着节省电源，也会减少驱动电路的发热。要提高电路的效率，可以从保证功率器件的开关工作状态和防止共态导通(H桥或推挽电路可能出现的一个问题，即两个功率器件同时导通使电源短路)入手。3)对控制输入端的影响。功率电路对其输入端应有良好的信号隔离，防止有高电压大电流进入主控电路，这可以用高的输入阻抗或者光电耦合器实现隔离。4)对电源的影响。共态导通可以引起电源电压的瞬间下降造成高频电源污染;大的电流可能导致地线电位浮动。5)可靠性。电机驱动电路应该尽可能做到，无论加上何种控制信号，何种无源负载，电路都是安全的。1.输入与电平转换部分：输入信号线由DATA引入，1脚是地线，其余是信号线。注意1脚对地连接了一个2K欧的电阻。当驱动板与单片机分别供电时，这个电阻可以提供信号电流回流的通路。当驱动板与单片机共用一组电源时，这个电阻可以防止大电流沿着连线流入单片机主板的地线造成干扰。或者说，相当于把驱动板的地线与单片机的地线隔开，实现“一点接地”。高速运放KF347(也可以用TL084)的作用是比较器，把输入逻辑信号同来自指示灯和一个二极管的2.7V基准电压比较，转换成接近功率电源电压幅度的方波信号。KF347的输入电压范围不能接近负电源电压，否则会出错。因此在运放输入端增加了防止电压范围溢出的二极管。输入端的两个电阻一个用来限流，一个用来在输入悬空时把输入端拉到低电平。不能用LM339或其他任何开路输出的比较器代替运放，因为开路输出的高电平状态输出阻抗在1千欧以上，压降较大，后面一级的三极管将无法截止。2.栅极驱动部分：后面三极管和电阻，稳压管组成的电路进一步放大信号，驱动场效应管的栅极并利用场效应管本身的栅极电容(大约1000pF)进行延时，防止H桥上下两臂的场效应管同时导通(“共态导通”)造成电源短路。当运放输出端为低电平(约为1V至2V,不能完全达到零)时，下面的三极管截止，场效应管导通。上面的三极管导通，场效应管截止,输出为高电平。当运放输出端为高电平(约为VCC-(1V至2V),不能完全达到VCC)时，下面的三极管导通，场效应管截止。上面的三极管截止，场效应管导通,输出为低电平。上面的分析是静态的，下面讨论开关转换的动态过程：三极管导通电阻远小于2千欧，因此三极管由截止转换到导通时场效应管栅极电容上的电荷可以迅速释放，场效应管迅速截止。但是三极管由导通转换到截止时场效应管栅极通过2千欧电阻充电却需要一定的时间。相应的，场效应管由导通转换到截止的速度要比由截止转换到导通的速度快。假如两个三极管的开关动作是同时发生的，这个电路可以让上下两臂的场效应管先断后通，消除共态导通现象。实际上，运放输出电压变化需要一定的时间，这段时间内运放输出电压处于正负电源电压之间的中间值。这时两个三极管同时导通，场效应管就同时截止了。所以实际的电路比这种理想情况还要安全一些。场效应管栅极的12V稳压二极管用于防止场效应管栅极过压击穿。一般的场效应管栅极的耐压是18V或20V，直接加上24V电压将会击穿，因此这个稳压二极管不能用普通的二极管代替，但是可以用2千欧的电阻代替，同样能得到12V的分压。3.场效应管输出部分：大功率场效应管内部在源极和漏极之间反向并联有二极管，接成H桥使用时，相当于输出端已经并联了消除电压尖峰用的四个二极管，因此这里就没有外接二极管。输出端并联一个小电容(out1和out2之间)对降低电机产生的尖峰电压有一定的好处，但是在使用PWM时有产生尖峰电流的副作用，因此容量不宜过大。在使用小功率电机时这个电容可以略去。如果加这个电容的话，一定要用高耐压的，普通的瓷片电容可能会出现击穿短路的故障。输出端并联的由电阻和发光二极管,电容组成的电路指示电机的转动方向.4.性能指标：电源电压15~30V,最大持续输出电流5A/每个电机，短时间(10秒)可以达到10A,PWM频率最高可以用到30KHz(一般用1到10KHz)。电路板包含4个逻辑上独立的，输出端两两接成H桥的功率放大单元，可以直接用单片机控制。实现电机的双向转动和调速。5.布线：大电流线路要尽量的短粗，并且尽量避免经过过孔，一定要经过过孔的话要把过孔做大一些(>1mm)并且在焊盘上做一圈小的过孔，在焊接时用焊锡填满，否则可能会烧断。另外，如果使用了稳压管，场效应管源极对电源和地的导线要尽可能的短粗，否则在大电流时，这段导线上的压降可能会经过正偏的稳压管和导通的三极管将其烧毁。在一开始的设计中，NMOS管的源极于地之间曾经接入一个0.15欧的电阻用来检测电流，这个电阻就成了不断烧毁板子的罪魁祸首。当然如果把稳压管换成电阻就不存在这个问题了。在2004年的Robocon比赛中，我们主要采用了这个电路用以电机驱动。二、低压驱动电路的简易栅极驱动一般功率场效应管的最高栅源电压为20V左右，所以在24V应用中要保证栅源电压不能超过20V，增加了电路的复杂程度。但在12V或更低电压的应用中，电路就可以大大简化。左图就是一个12V驱动桥的一边，上面电路的三极管部分被两个二极管和两个电阻代替。(注意，跟上图逻辑是反的)由于场效应管栅极电容的存在，通过R3，R4向栅极电容充电使场效应管延缓导通;而通过二极管直接将栅极电容放电使场效应管立即截止，从而避免了共态导通。这个电路要求在IN端输入的是边缘陡峭的方波脉冲，因此控制信号从单片机或者其他开路输出的设备接入后，要经过施密特触发器(比如555)或者推挽输出的高速比较器才能接到IN端。如果输入边缘过缓，二极管延时电路也就失去了作用。R3，R4的选取与IN信号边沿升降速度有关，信号边缘越陡峭，R3，R4可以选的越小，开关速度也就可以做的越快。Robocon比赛使用的升压电路(原理相似)中，IN前用的是555。三、边沿延时驱动电路在前级逻辑电路里，有意地对控制PMOS的下降沿和控制NMOS的上升沿进行延时，再整形成方波，也可以避免场效应管的共态导通。另外，这样做可以使后级的栅极驱动电路简化，可以是低阻推挽驱动栅极，不必考虑栅极电容，可以较好的适应不同的场效应管。2003年Robocon比赛采用的就是这种驱动电路。下图是两种边沿的延时电路：下图是对应的NMOS，PMOS栅极驱动电路：这个栅极驱动电路由两级三极管组成：前级提供驱动场效应管栅极所需的正确电压，后级是一级射极跟随器，降低输出阻抗，消除栅极电容的影响。为了保证不共态导通，输入的边沿要比较陡，上述先延时再整形的电路就可以做到。五、其它几种驱动电路1.继电器+半导体功率器件的想法继电器有着电流大，工作稳定的优点，可以大大简化驱动电路的设计。在需要实现调速的电机驱动电路中，也可以充分利用继电器。有一个方案就是利用继电器来控制电流方向来改变电机转向，而用单个的特大电流场效应管(比如IRF3205，一般只有N型特大电流的管子)来实现PWM调速,如下右图所示。这样是实现特别大电流驱动的一个方法。换向的继电器要使用双刀双掷型的，接线如下左图,线圈接线如下中图：转载自维库电子市场网。

在逆变器的设计制造过程当中，过流短路保护是非常重要的一个环节，其很大程度上决定了逆变器在实际使用中的安全性问题，如果过流短路保护电路失效，那么逆变器将很有可能烧毁，因此短路保护电路对逆变器的作用大。在逆变器的设计制造过程当中，过流短路保护是非常重要的一个环节，其很大程度上决定了逆变器在实际使用中的安全性问题，如果过流短路保护电路失效，那么逆变器将很有可能烧毁，因此短路保护电路对逆变器的作用大。想要快速的了解逆变器当中的过流短路保护电路，首先要对负载特性进行全面的分析。现实生活中的负载大多数是冲击性负载，例如炽灯泡，在冷态时的电阻要比点亮时低很多，像电脑，电视机等整流性负载，由于输入的交流电经过整流后要用一个比较大的电容滤波，因而冲击电流比较大。还有冰箱等电机感性负载，电机从静止到正常转动也需要用电力产生比较大的转矩因而起动电流也比较大。当额定输出功率小于起动功率时，是不能启动的，当然这仅仅是指逆变器只能设定一个长期工作输出功率的情况。此时就需要按照起动功率来配备逆变器了，这显然是一种浪费。实际中，我们在设计过流短路保护电路时我们会设计两个保护点，额定功率和峰值功率。一般峰值功率设定为额定功率2-3倍。时间上额定功率是长时间工作不会保护的，峰值功率一般只维持到几秒就保护了。下面就通过设计的过流短路保护电路为例讲解下：R5为全桥高压逆变MOS管源极的高压电流取样电阻，我们可以这么理解，高压电流的大小基本上决定了输出功率的大小，所以我们用R5检测高压电流的大小。图中LM339的两个比较器单元我们分别用来做过流和短路检测。先看由IC3D及其外围元件组成的过流保护电路，IC3D的8脚设定一个基准电压，由R33、VR4、R56、R54分压决定其值U8=5*（R33+VR4）/（R33+VR4+R56+R54）。当R5上的电压经过R24、C17延时后超过8脚电压14脚输出高电平通过D7隔离到IC3B的5脚。4脚兼做电池欠压保护，正常时5脚电压低于4脚，过流后5脚电压高于4脚，2脚输出高电平控制后级的高压MOS关断，当然也可以控制前级的MOS一起关断。D8的作用是过流短路或电池欠压后正反馈锁定2脚为高电平。短路保护点要根据MOS管的ID，安全区域和回路杂散电阻等参数设计。一般来说电流在ID以内，动作时间在30微秒以内是比较安全的。再看IC3C组成的短路保护电路，原理和过流保护差不多，只是延时的时间比较短，C19的容量很小，加上LM339的速度很快，可以实现短路保护在几个微秒内关断，有效地保护了高压MOS管的安全。本篇文章主要介绍了短路保护对于逆变器的作用，并强调了短路保护电路在逆变器设计当中的重要性。希望大家在阅读过本篇文章之后能够有所收获。转载自维库电子市场网。

正激式变压器开关电源电路参数计算主要对储能滤波电感、储能滤波电容，以及开关电源变压器的参数进行计算。正激式变压器开关电源储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算图1-17中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法基本相同，因此，我们可以直接引用(1-14)式和(1-18)式，即：式中Io为流过负载的电流(平均电流)，当D=0.5时，其大小正好等于流过储能电感L最大电流iLm的二分之一；T为开关电源的工作周期，T正好等于2倍控制开关的接通时间Ton；ΔUP-P为输出电压的波纹电压，波纹电压ΔUP-P一般取峰-峰值，所以波纹电压等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P=2ΔUc。同理，(1-90)式和(1-91)式的计算结果，只给出了计算正激式变压器开关电源储能滤波电感L和滤波电容C的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于1的系数。转载自维库电子市场网。

大多数开关电源输出都是直流电压，因此，一般开关电源的输出电路都带有整流滤波电路。图1-2是带有整流滤波功能的串联式开关电源工作原理图。图1-2是在图1-1-a电路的基础上，增加了一个整流二极管和一个LC滤波电路。其中L是储能滤波电感，它的作用是在控制开关K接通期间Ton限制大电流通过，防止输入电压Ui直接加到负载R上，对负载R进行电压冲击，同时对流过电感的电流iL转化成磁能进行能量存储，然后在控制开关K关断期间Toff把磁能转化成电流iL继续向负载R提供能量输出；C是储能滤波电容，它的作用是在控制开关K接通期间Ton把流过储能电感L的部分电流转化成电荷进行存储，然后在控制开关K关断期间Toff把电荷转化成电流继续向负载R提供能量输出；D是整流二极管，主要功能是续流作用，故称它为续流二极管，其作用是在控制开关关断期间Toff，给储能滤波电感L释放能量提供电流通路。在控制开关关断期间Toff，储能电感L将产生反电动势，流过储能电感L的电流iL由反电动势eL的正极流出，通过负载R，再经过续流二极管D的正极，然后从续流二极管D的负极流出，最后回到反电动势eL的负极。对于图1-2，如果不看控制开关K和输入电压Ui，它是一个典型的反г型滤波电路，它的作用是把脉动直流电压通过平滑滤波输出其平均值。图1-3、图1-4、图1-5分别是控制开关K的占空比D等于0.5、0.5时，图1-2电路中几个关键点的电压和电流波形。图1-3-a)、图1-4-a)、图1-5-a)分别为控制开关K输出电压uo的波形；图1-3-b)、图1-4-b)、图1-5-b)分别为储能滤波电容两端电压uc的波形；图1-3-c)、图1-4-c)、图1-5-c)分别为流过储能电感L电流iL的波形。在Ton期间，控制开关K接通，输入电压Ui通过控制开关K输出电压uo，然后加到储能滤波电感L和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL为：eL=Ldi/dt=Ui–Uo——K接通期间(1-4)式中：Ui输入电压，Uo为直流输出电压，即：电容两端的电压uc的平均值。在此顺便说明：由于电容两端的电压变化量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。在某种情况下，如需要对电容的初次充、放电过程进行分析时，必须需要建立微分方程，并求解。因为输出电压Uo的建立需要一定的时间，精确计算得出的结果中一般都含有指数函数项，当令时间变量等于无穷大时，即电路进入稳态时，再对相关参量取平均值，其结果就基本与(1-4)相等。对(1-4)式进行积分得：式中i(0)为控制开关K转换瞬间(t=0时刻)，即：控制开关K刚接通瞬间流过电感L的电流，或称流过电感L的初始电流。当控制开关K由接通期间Ton突然转换到关断期间Toff的瞬间，流过电感L的电流iL达到最大值：iLm=(Ui-Uo)Ton/L+i(0)——K关断前瞬间(1-6)在Toff期间，控制开关K关断，储能电感L把磁能转化成电流iL，通过整流二极管D继续向负载R提供能量，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL为：eL=Ldi/dt=–Uo——K关断期间(1-7)式中–Uo前的负号，表示K关断期间电感产生电动势的方向与K接通期间电感产生电动势的方向正好相反。对(1-7)式进行积分得：式中i(Ton+)为控制开关K从Ton转换到Toff的瞬间之前流过电感的电流，i(Ton+)也可以写为i(Toff-)，即：控制开关K关断或接通瞬间，之前和之后流过电感L的电流相等。实际上(1-8)式中的i(Ton+)就是(1-6)式中的iLm，即：上面计算都是假设输出电压Uo基本不变的情况得到的结果，在实际应用电路中也正好是这样，输出电压Uo的电压纹波非常小，只有输出电压的百分之几，工程计算中完全可以忽略不计。从(1-4)式到(1-11)和图1-3、图1-4、图1-5中可以看出：当开关电源工作于临界连续电流或连续电流状态时，在K接通和关断的整个周期内，储能电感L都有电流流出，但在K接通期间与K关断期间，流过储能电感L的电流的上升率(绝对值)一般是不一样的。在K接通期间，流过储能电感L的电流上升率为Ui-Uo/L：；在K关断期间，流过储能电感L的电流上升率为：-Uo/L因此：(1)当Ui=2Uo时，即滤波输出电压Uo等于电源输入电压Ui的一半时，或控制开关K的占空比D为二分之一时，流过储能电感L的电流上升率，在K接通期间与K关断期间绝对值完全相等，即电感存储能量的速度与释放能量的速度完全相等。此时，(1-5)式中i(0)和(1-11)式中iLX均等于0。在这种情况下，流过储能电感L的电流iL为临界连续电流，且滤波输出电压Uo等于滤波输入电压uo的平均值Ua。参看图1-3。(2)当Ui>2Uo时，即：滤波输出电压Uo小于电源输入电压Ui的一半时，或控制开关K的占空比小于二分之一时：虽然在K接通期间，流过储能电感L的电流上升率(绝对值)，大于，在K关断期间，流过储能电感L的电流上升率(绝对值)；但由于(1-5)式中i(0)等于0，以及Ton小于Toff，此时，(1-11)式中的iLX会出现负值，即输出电压反过来要对电感充电，但由于整流二极管D的存在，这是不可能的，这表示流过储能电感L的电流提前过0，即有断流。在这种情况下，流过储能电感L的电流iL不是连续电流，开关电源工作于电流不连续状态，因此，输出电压Uo的纹波比较大，且滤波输出电压Uo小于滤波输入电压uo的平均值Ua。参看图1-4。（3）当Ui转载自维库电子市场网。

我们所设定的低电压准位未必就能使三极管开关截止，尤其当输入准位接近0.6伏特的时候更是如此。想要克服这种临界状况，就必须采取修正步骤，以保证三极管必能截止。图6就是针对这种状况所设计的两种常见之改良电路图6确保三极管开关动作，正确的两种改良电路图6(a)的电路，在基射极间串接上一只二极管，因此使得可令基极电流导通的输入电压值提升了0.6伏特，如此即使Vin值由于信号源的误动作而接近0.6伏特时，亦不致使三极管导通，因此开关仍可处于截止状态。图6(b)的电路加上了一只辅助-截止(hold-off)电阻R2，适当的R1，R2及Vin值设计，可于临界输入电压时确保开关截止。由图6(b)可知在基射极接面未导通前(IB0)，R1和R2形成一个串联分压电路，因此R1必跨过固定(随Vin而变)的分电压，所以基极电压必低于Vin值，因此即使Vin接近于临界值(Vin=0.6伏特)，基极电压仍将受连接于负电源的辅助-截止电阻所拉下，使低于0.6伏特。由于R1，R2及VBB值的刻意设计，只要Vin在高值的范围内，基极仍将有足够的电压值可使三极管导通，不致受到辅助-截止电阻的影响。>>>加速电容器图7加了加速电容器的电路有时候三极管开关的负载并非直接加在集电极与电源之间，而是接成图8的方式，这种接法和小信号交流放大器的电路非常接近，只是少了一只输出耦合电容器而已。这种接法和正常接法的动作恰好相反，当三极管截止时，负载获能，而当三极管导通时，负载反被切断，这两种电路的形式都是常见的，因此必须具有清晰的分辨能力。图8将负载接于三极管开关电路的改进接法>>>图腾式开关三极管开关应用之一>>>驱动指示灯图10(a)即是利用晶体管开关来指示一只数字正反器(flip-flop)的输出状态。假使正反器的输出为高准位(一般为5伏特)，晶体管开关便被导通，而令指示灯发亮，因此操作员只要一看指示灯，便可以知道正反器目前的工作状况，而不须要利用电表去检测。有时信号源(如正反器)输出电路之电流容量太小，不足以驱动晶体管开关，此时为避免信号源不胜负荷而产生误动作，便须采用图10(b)所示的改良电路，当输出为高准位时，先驱动射极随耦晶体管Q1做电流放大后，再使Q2导通而驱动指示灯，由于射极随耦级的输入阻抗相当高，因此正反器之须要提供少量的输入电流，便可以得到满意的工作。数字显示器图10(a)之电路经常被使用于数字显示器上。转载自维库电子市场网。

精确控制成本TL431在反馈回路中的应用在众多电路设计当中，TL431是一种被广泛应用于开关电源的可控精密稳压源。并且TL431拥有良好的参考电压和运放，所以能够很好的减少在控制回路上的成本投入。本篇文章主要对TL431的反馈回路设计进行了探讨。通常放大器反馈如图1,由运放和参考构成的电路(在非隔离电路通常由脉宽控制器提供)2型补偿网络.适用于被多数工程师采用的电流模控制.低频增益由R1C1提供.数倍低于带宽的频率有一个零点,中频带增益由R2比R1决定.根据功率部分特性确定的高频段,电路又是积分形式,增益由R1C2决定.波特图如下:用TL431实现分立器件的功能没什么不同.如图2.区别是1.R5上拉电阻(提供足够电流)。2.431电路驱动能力不强，但输出接高阻抗，工作很好。也是一个2型补偿网络。TL431隔离应用图3是隔离的应用.与图2最大区别是输出不是电压Ve,而是光耦电流.电流由:TL431电压增益;R5;Vo决定.(图2传函与R5,Vo无关).C3代表光耦输出电容和频响rolloff.图3也是一个2型补偿网络.A.低频段:TL431放大器由C1R1构成的积分器的增益高,是补偿网络的主导.图4a给出低频等值电路B.中频段:TL431积分器达到单位增益,超过这点,积分器输出减弱.然而总有Vo通过R5流过光耦提供增益(它是中频段的主导).图5给出中频等值电路.交越频率在中频段,设计R5达到想要的交越频率。C.高频段:高频段遇到光耦自身的极点(由图6a中C3代表).图6b显示光耦增益的折点.好的光耦能到10k.然而折点是偏值电流的函数.大电流对应高带宽.在额定电流下取小R5.(有些R5被集成在控制器中不易改变)。将低中高频合成,还是一个2型补偿网络.见到许多电路用TL431作为稳压管,没有在低频得到好处(R1C1).由于理解不好和没有测量验证,导致坏的瞬态响应和负载调整率。TL431回路测量测量闭环频响特性电路如图8,也可以在C点测量.二级滤波在要求低噪声的应用中用二级滤波,如图9.R5在滤波电感前,另一路通过积分器,在滤波电感后.如果二级滤波谐振是衰减的并且谐振频率超过补偿网络的第一个零点(TL431的单位增益频率),则电路稳定.这是一个非常有用有趣的电路.二级滤波额外的相位延迟和极点通过积分器直接在回路中显示出来,但当TL431增益的小于单位增益时(超过全部补偿的零点时)这不改变回路的响应.在R6的反馈支路,有一个扰动,这个扰动依赖于二级滤波谐振的衰减,但相位和没有二级滤波一样.二级滤波回路的测试是一个问题,在C点测量是一个选择,但由于原边的高电压和测试困难(这不是主要的,主要的是C点的阻抗高),可以把电感短路(但要保证谐振频率超过补偿网络的第一个零点),在输出端如图8测量.总结如果输出电压足够高TL431是一个好的选择.如果光耦隔离,按本文的建议就可以得到大致好的设计.(如果是正规的设计公司和要成为高手,一定要有测量仪器,手段.)经过本文的总结，相信大家对TL431在反馈回路当中的应用会有更进一步的了解和认识。在高电压的环境下使用TL431的确是一个不错的选择，不仅能很大程度上减少成本的投入还能全面提升产品的品质，实在是一款性价比非常高的产品。转载自维库电子市场网。

MOSFET因导通内阻低、开关速度快等优点被广泛应用于开关电源中。MOSFET的驱动常根据电源IC和MOSFET的参数选择合适的电路。下面一起探讨MOSFET用于开关电源的驱动电路。在使用MOSFET设计开关电源时，大部分人都会考虑MOSFET的导通电阻、最大电压、最大电流。但很多时候也仅仅考虑了这些因素，这样的电路也许可以正常工作，但并不是一个好的设计方案。更细致的，MOSFET还应考虑本身寄生的参数。对一个确定的MOSFET，其驱动电路，驱动脚输出的峰值电流，上升速率等，都会影响MOSFET的开关性能。当电源IC与MOS管选定之后，选择合适的驱动电路来连接电源IC与MOS管就显得尤其重要了。一个好的MOSFET驱动电路有以下几点要求：(1)开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡。(2)开关导通期间驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定且可靠导通。(3)关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断。(4)驱动电路结构简单可靠、损耗小。(5)根据情况施加隔离。下面介绍几个模块电源中常用的MOSFET驱动电路。1、电源IC直接驱动MOSFET图1IC直接驱动MOSFET电源IC直接驱动是我们最常用的驱动方式，同时也是最简单的驱动方式，使用这种驱动方式，应该注意几个参数以及这些参数的影响。第一，查看一下电源IC手册，其最大驱动峰值电流，因为不同芯片，驱动能力很多时候是不一样的。第二，了解一下MOSFET的寄生电容，如图1中C1、C2的值。如果C1、C2的值比较大，MOS管导通的需要的能量就比较大，如果电源IC没有比较大的驱动峰值电流，那么管子导通的速度就比较慢。如果驱动能力不足，上升沿可能出现高频振荡，即使把图1中Rg减小，也不能解决问题!IC驱动能力、MOS寄生电容大小、MOS管开关速度等因素，都影响驱动电阻阻值的选择，所以Rg并不能无限减小。2、电源IC驱动能力不足时如果选择MOS管寄生电容比较大，电源IC内部的驱动能力又不足时，需要在驱动电路上增强驱动能力，常使用图腾柱电路增加电源IC驱动能力，其电路如图2虚线框所示。图2图腾柱驱动MOS这种驱动电路作用在于，提升电流提供能力，迅速完成对于栅极输入电容电荷的充电过程。这种拓扑增加了导通所需要的时间，但是减少了关断时间，开关管能快速开通且避免上升沿的高频振荡。3、驱动电路加速MOS管关断时间图3加速MOS关断关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压快速泄放，保证开关管能快速关断。为使栅源极间电容电压的快速泄放，常在驱动电阻上并联一个电阻和一个二极管，如图3所示，其中D1常用的是快恢复二极管。这使关断时间减小，同时减小关断时的损耗。Rg2是防止关断的时电流过大，把电源IC给烧掉。图4改进型加速MOS关断在第二点介绍的图腾柱电路也有加快关断作用。当电源IC的驱动能力足够时，对图2中电路改进可以加速MOS管关断时间，得到如图4所示电路。用三极管来泄放栅源极间电容电压是比较常见的。如果Q1的发射极没有电阻，当PNP三极管导通时，栅源极间电容短接，达到最短时间内把电荷放完，最大限度减小关断时的交叉损耗。与图3拓扑相比较，还有一个好处，就是栅源极间电容上的电荷泄放时电流不经过电源IC，提高了可靠性。4、驱动电路加速MOS管关断时间图5隔离驱动为了满足如图5所示高端MOS管的驱动，经常会采用变压器驱动，有时为了满足安全隔离也使用变压器驱动。其中R1目的是抑制PCB板上寄生的电感与C1形成LC振荡，C1的目的是隔开直流，通过交流，同时也能防止磁芯饱和。除了以上驱动电路之外，还有很多其它形式的驱动电路。对于各种各样的驱动电路并没有一种驱动电路是最好的，只有结合具体应用，选择最合适的驱动。转载自维库电子市场网。

用UC3842做的开关电源的典型电路见图1。过载和短路保护，一般是通过在开关管的源极串一个电阻（R4），把电流信号送到3842的第3脚来实现保护。当电源过载时，3842保护动作，使占空比减小，输出电压降低，3842的供电电压Vaux也跟着降低，当低到3842不能工作时，整个电路关闭，然后靠R1、R2开始下一次启动过程。这被称为“打嗝”式（hiccup）保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入很长时间（几百ms到几s）的启动过程，平均功率很低，即使长时间输出短路也不会导致电源的损坏。由于漏感等原因，有的开关电源在每个开关周期有很大的开关尖峰，即使在占空比很小时，辅助电压Vaux也不能降到足够低，所以一般在辅助电源的整流二极管上串一个电阻（R3），它和C1形成RC滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。仔细调整这个电阻的数值，一般都可以达到满意的保护。使用这个电路，必须注意选取比较低的辅助电压Vaux，对3842一般为13～15V，使电路容易保护。图2、3、4是常见的电路。图2采取拉低第1脚的方法关闭电源。图3采用断开振荡回路的方法。图4采取抬高第2脚，进而使第1脚降低的方法。在这3个电路里R3电阻即使不要，仍能很好保护。注意电路中C4的作用，电源正常启动，光耦是不通的，因此靠C4来使保护电路延迟一段时间动作。在过载或短路保护时，它也起延时保护的左右。在灯泡、马达等启动电流大的场合，C4的取值也要大一点。图1是使用最广泛的电路，然而它的保护电路仍有几个问题：1.在批量生产时，由于元器件的差异，总会有一些电源不能很好保护，这时需要个别调整R3的数值，给生产造成麻烦；2.在输出电压较低时，如3.3V、5V，由于输出电流大，过载时输出电压下降不大，也很难调整R3到一个理想的数值；3.在正激应用时，辅助电压Vaux虽然也跟随输出变化，但跟输入电压HV的关系更大，也很难调整R3到一个理想的数值。这时如果采用辅助电路来实现保护关断，会达到更好的效果。辅助关断电路的实现原理：在过载或短路时，输出电压降低，电压反馈的光耦不再导通，辅助关断电路当检测到光耦不再导通时，延迟一段时间就动作，关闭电源。转载自维库电子市场网。

我们常用的AC-DC开关电源中，由于初级线圈的漏感而再次级线圈上产生的瞬间反向脉冲是非常严重的。如下图图1，这是用MPS公司的MP020-5芯片搭建的AC-DC电路，这里测的是次级部分肖特基二极管两端的波形。我们知道，肖特基二极管的的作用就是防止变压器初级线圈的瞬态反向脉冲通过次级线圈对后级电路造成冲击，如果在芯片启动之后，后级肖特基二极管因为无法承受反向冲击脉冲而造成短路，那么开关电源芯片会被瞬间击穿。这里我是用的变压器初级次级比值为1：3，而我们一般的反向瞬间脉冲约为700~1000V，甚至更多，我们根实际测得的波形可以看出，次级线圈的反向脉冲电压为224V左右。我们在很多的AC-DC电源方案中都可以看到肖特基二极管并联一个RC电路，但是我们不知道这两个元器件的值怎么去选，因为实际的设计中，我们不一定会按照方案中要求去选用一模一样的变压器，就比如MPS020-5推荐的变压器匝数比为1：11，但是考虑到实际变压器的体积，我们改为1：3，那么这个匝数比的改变会导致次级反向瞬间脉冲的不同，那么对于肖特基二极管的反向承受电压就有一个严格的要求。那么如何能让RC真正的起到作用而减少肖特基二极管的成本，或者说这个RC到底起一个什么作用。本文以实验的角度和大家一起讨论这个问题。附：MP020-5开关电源原理图2、分析问题从系统控制理论的角度出发，我们将这个次级的电路进行模型化，如图2和图3。这里由于电容具有开关电源开启瞬间短路的性质，所以R12和R15的后级都被短路了，等效电容C0为E3、E5电容并联再与C2串联。而电容串联的计算是等效为电阻并联的计算，即串联的电容越小，等效电容越小，所以我们直接按最小的电容C2进行计算，即等效电容C0为1.2nF，电感为变压器的次级线圈，电阻R8(等效电阻为R0)为我们需要测定的值。根据基尔霍夫电压定律写出RLC串联谐振的微分方程，再进行拉普拉斯变化可以看出，这个模型我们可以发现这是一个RLC串联谐振电路，在控制系统中这是一个典型的二阶系统，具体的公式推导见图4和图5。这是一个典型的二阶连续系统，我们再次审视这个波形图图6可以发现，这是一个瞬态响应图像。瞬态响应即在开关电源开启的瞬间产生的响应。二阶系统下，瞬态响应主要表现为三种状态：欠阻尼、临界阻尼、过阻尼。欠阻尼响应的曲线图图7欠阻尼由于阻尼不够，系统在响应瞬间会超过稳态值，然后慢慢的通过振荡来跌落到稳态值，上图的曲线表现出来的就是欠阻尼的状态。也就是说，我们的电压本来应该达不到224V，但是在一个惯性的作用下，系统在达到了稳定值之后超过了稳定值，达到了一个值，然后慢慢落下维持在稳定值的范围内。临界阻尼响应的曲线图图8临界阻尼下由于阻尼刚刚够，系统在响应瞬间慢慢的上升到稳态值，不会产生惯性，我们的所需要的就是这样一种波形。RLC串联谐振的拉普拉斯变换公式推导如图图9我们通过电桥测得L的值为260mH，L的值为变压器次级线圈的电感值，C为1.2nF，带入求出电阻R为1658Ω。3测试验证根据得到的理论值可以得到在1658欧姆左右可以达到临界阻尼，由于实际中手边没有1658欧姆的电阻，只有357欧姆，而焊盘只够放两个电阻串联，所以我将两个357欧姆的电阻串联得到714欧姆的电阻，然后将电路进行测试。可以看出系统在响应瞬间就很快的达到了稳态，而之前出现的欠阻尼的冲击脉冲也被消除了，而反向电压也被钳制在-156V，当然了这个阻值不能太大，在达到一定的值之后，系统会越过临界阻尼，这个电阻的选值是一个范围。另外还有一个就是这里的电容也要尽量的小，在nF级，如果太大会造成芯片爆炸。总的来说，在确定好RC的值之后，我们可以有效的抑制次级反向脉冲由于惯性对肖特基二极管造成的更大的电压冲击。这样做的好处可以让我们理解RC存在的理由，当然还可以节约物料成本。之前使用的物料为SS320肖特基二极管，反向承受电压为200V，经常爆板，后来使用了ES3G，反向承受电压为400V，虽然可以用但是物料比较贵。通过这种简单的办法可以更好的节约成本。转载自维库电子市场网。

自然经常与各种芯片打交道，可能有的工程师对芯片的内部并不是很了解，不少同学在应用新的芯片时直接翻到Datasheet的应用页面，按照推荐设计搭建外围完事。如此一来即使应用没有问题，却也忽略了更多的技术细节，对于自身的技术成长并没有积累到更好的经验。今天以一颗DC/DC降压电源芯片LM2675为例，尽量详细讲解下一颗芯片的内部设计原理和结构，IC行业的同学随便看看就好，欢迎指教!LM2675-5.0的典型应用电路打开LM2675的DataSheet，首先看看框图这个图包含了电源芯片的内部全部单元模块，BUCK结构我们已经很理解了，这个芯片的主要功能是实现对MOS管的驱动，并通过FB脚检测输出状态来形成环路控制PWM驱动功率MOS管，实现稳压或者恒流输出。这是一个非同步模式电源，即续流器件为外部二极管，而不是内部MOS管。下面咱们一起来分析各个功能是怎么实现的一、基准电压类似于板级电路设计的基准电源，芯片内部基准电压为芯片其他电路提供稳定的参考电压。这个基准电压要求高、稳定性好、温漂小。芯片内部的参考电压又被称为带隙基准电压，因为这个电压值和硅的带隙电压相近，因此被称为带隙基准。这个值为1.2V左右，如下图的一种结构：这里要回到课本讲公式，PN结的电流和电压公式：可以看出是指数关系，Is是反向饱和漏电流(即PN结因为少子漂移造成的漏电流)。这个电流和PN结的面积成正比!即Is->S。如此就可以推导出Vbe=VT*ln(Ic/Is)!回到上图，由运放分析VX=VY，那么就是I1*R1+Vbe1=Vbe2，这样可得：I1=△Vbe/R1，而且因为M3和M4的栅极电压相同，因此电流I1=I2，所以推导出公式：I1=I2=VT*ln(N/R1)N是Q1Q2的PN结面积之比!回到上图，由运放分析VX=VY，那么就是I1*R1+Vbe1=Vbe2，这样可得：I1=△Vbe/R1，而且因为M3和M4的栅极电压相同，因此电流I1=I2，所以推导出公式：I1=I2=VT*ln(N/R1)N是Q1Q2的PN结面积之比!这样我们得到基准Vref=I2*R2+Vbe2，关键点：I1是正温度系数的，而Vbe是负温度系数的，再通过N值调节一下，可是实现很好的温度补偿!得到稳定的基准电压。N一般业界按照8设计，要想实现零温度系数，根据公式推算出Vref=Vbe2+17.2*VT，所以大概在1.2V左右的，目前在低压领域可以实现小于1V的基准，而且除了温度系数还有电源纹波抑制PSRR等问题，限于水平没法深入了。的简图就是这样，运放的设计当然也非常讲究：如图温度特性仿真：二、振荡器OSC和PWM我们知道开关电源的基本原理是利用PWM方波来驱动功率MOS管，那么自然需要产生振荡的模块，原理很简单，就是利用电容的充放电形成锯齿波和比较器来生成占空比可调的方波。详细的电路设计图是这样的：这里有个技术难点是在电流模式下的斜坡补偿，针对的是占空比大于50%时为了稳定斜坡，额外增加了补偿斜坡，我也是粗浅了解，有兴趣同学可详细学习。三、误差放大器误差放大器的作用是为了保证输出恒流或者恒压，对反馈电压进行采样处理。从而来调节驱动MOS管的PWM，如简图：四、驱动电路的驱动部分结构很简单，就是很大面积的MOS管，电流能力强。五、其他模块电路这里的其他模块电路是为了保证芯片能够正常和可靠的工作，虽然不是原理的，却实实在在的在芯片的设计中占据重要位置。具体说来有几种功能：1、启动模块启动模块的作用自然是来启动芯片工作的，因为上电瞬间有可能所有晶体管电流为0并维持不变，这样没法工作。启动电路的作用就是相当于“点个火”，然后再关闭。如图：上电瞬间，S3自然是打开的，然后S2打开可以打开M4Q1等，就打开了M1M2，右边恒流源电路正常工作，S1也打开了，就把S2给关闭了，完成启动。如果没有S1S2S3，瞬间所有晶体管电流为0。2、过压保护模块OVP很好理解，输入电压太高时，通过开关管来关断输出，避免损坏，通过比较器可以设置一个保护点。3、过温保护模块OTP温度保护是为了防止芯片异常高温损坏，原理比较简单，利用晶体管的温度特性然后通过比较器设置保护点来关断输出。4、过流保护模块OCP在譬如输出短路的情况下，通过检测输出电流来反馈控制输出管的状态，可以关断或者限流。如图的电流采样，利用晶体管的电流和面积成正比来采样，一般采样管Q2的面积会是输出管面积的千分之一，然后通过电压比较器来控制MOS管的驱动。还有一些其他辅助模块设计。六、恒流源和电流镜在IC内部，如何来设置每一个晶体管的工作状态，就是通过偏置电流，恒流源电路可以说是所有电路的基石，带隙基准也是因此产生的，然后通过电流镜来为每一个功能模块提供电流，电流镜就是通过晶体管的面积来设置需要的电流大小，类似镜像。转载自维库电子市场网。

虽然Bode图是一种很不错的分析工具，但是您可能没有还发现该图太过直观了。就运算放大器不稳定和振荡而言，Bode图这是对常见原因的一种直观表述。在反馈信号到达反相输入端时就会发生如图1中所示的完美的无延迟阻尼响应。运算放大器通过斜坡至终阈值并在反馈信号检测到在适当输出电压时的闭合缓缓下降来进行响应。当反馈信号延迟的时候问题就会进一步恶化。由于在环路中有延迟，放大器无法立即检测到其达到终阈值的进程，进而以过快地向正常输出电压移动的形式表现为过响应。请注意延迟反馈越多初斜率也就越快。反相输入无法及时接收到其已经达到并传递出正常输出电压的反馈。其将过冲目标并在终建立时间前需要诸多连续的极性纠正。如果是少量的延迟，您可能只是看到了一些过冲和振铃。如果是大量的延迟，那么这些极性纠正就会永无休止——进而形成振荡器。延迟的根源通常是一个简单的低通R-C网络。就所有频率而言，这虽然不是一个恒定的延迟，但是该网络从0°到90°的逐渐相移会产生一个一阶逼近的时延，td=RC。常见的有两种情况，R-C网络不经意间就会在我们的电路中形成。种情况是容性负载（请参见图2a）。电阻就是运算放大器的开环输出电阻，当然电容器就是负载电容了。第二种情况是（请参见图2b）反馈电阻和运算放大器的输入电容形成了R-C网络。在这个敏感的电路节点电路板连接也是电容的重要因素。请注意这两个电路具有相同的反馈环路，不同的是输出的节点不同。从环路稳定性的角度来说，他们会产生同样的问题。延迟反馈的这两个因素通常都会起作用——如果两个因素同时作用的话会带来更大的麻烦。对于第二种情况需要作一点点解释：就简单的G=1缓冲器而言通常不需要反馈电阻，因此更为常见的一种情况是在使用了一个反馈电阻和电阻接地的增益结构中（请参见图3）。R/C电路中的这些并联的电阻就形成了高效的R。关于反馈放大器的Bode分析我们还有很多要学习的方面。因此该有关反馈路径中的延迟或相移如何影响稳定性的简单直观表述有助于您诊断并解决一些常见的稳定性问题。转载自维库电子市场网。

磁珠的原理磁珠的主要原料为铁氧体。铁氧体是一种立方晶格结构的亚铁磁性材料。铁氧体材料为铁镁合金或铁镍合金，它的制造工艺和机械性能与陶瓷相似，颜色为灰黑色。电磁干扰滤波器中经常使用的一类磁芯就是铁氧体材料，许多厂商都提供专门用于电磁干扰抑制的铁氧体材料。这种材料的特点是高频损耗非常大，具有很高的导磁率，他可以是电感的线圈绕组之间在高频高阻的情况下产生的电容。对于抑制电磁干扰用的铁氧体，重要的性能参数为磁导率μ和饱和磁通密度Bs。磁导率μ可以表示为复数，实数部分构成电感，虚数部分代表损耗，随着频率的增加而增加。因此，它的等效电路为由电感L和电阻R组成的串联电路，L和R都是频率的函数。当导线穿过这种铁氧体磁芯时，所构成的电感阻抗在形式上是随着频率的升高而增加，但是在不同频率时其机理是完全不同的。在低频段，阻抗由电感的感抗构成，低频时R很小，磁芯的磁导率较高，因此电感量较大，L起主要作用，电磁干扰被反射而受到抑制，并且这时磁芯的损耗较小，整个器件是一个低损耗、高Q特性的电感，这种电感容易造成谐振因此在低频段，有时可能出现使用铁氧体磁珠后干扰增强的现象。在高频段，阻抗由电阻成分构成，随着频率升高，磁芯的磁导率降低，导致电感的电感量减小，感抗成分减小但是，这时磁芯的损耗增加，电阻成分增加，导致总的阻抗增加，当高频信号通过铁氧体时，电磁干扰被吸收并转换成热能的形式耗散掉。铁氧体抑制元件广泛应用于印制电路板、电源线和数据线上。如在印制板的电源线入口端加上铁氧体抑制元件，就可以滤除高频干扰。铁氧体磁环或磁珠专用于抑制信号线、电源线上的高频干扰和尖峰干扰，它也具有吸收静电放电脉冲干扰的能力。两个元件的数值大小与磁珠的长度成正比，而且磁珠的长度对抑制效果有明显影响，磁珠长度越长抑制效果越好。磁珠的选用1.磁珠的单位是欧姆，而不是亨特，这一点要特别注意。因为磁珠的单位是按照它在某一频率产生的阻抗来标称的，阻抗的单位也是欧姆。磁珠的DATASHEET上一般会提供频率和阻抗的特性曲线图，一般以100MHz为标准，比如1000R@100MHz，意思就是在100MHz频率的时候磁珠的阻抗相当于600欧姆。2.普通滤波器是由无损耗的电抗元件构成的，它在线路中的作用是将阻带频率反射回信号源，所以这类滤波器又叫反射滤波器。当反射滤波器与信号源阻抗不匹配时，就会有一部分能量被反射回信号源，造成干扰电平的增强。为解决这一弊病，可在滤波器的进线上使用铁氧体磁环或磁珠套，利用滋环或磁珠对高频信号的涡流损耗，把高频成分转化为热损耗。因此磁环和磁珠实际上对高频成分起吸收作用，所以有时也称之为吸收滤波器。3.不同的铁氧体抑制元件，有不同的抑制频率范围。通常磁导率越高，抑制的频率就越低。此外，铁氧体的体积越大，抑制效果越好。在体积一定时，长而细的形状比短而粗的抑制效果好，内径越小抑制效果也越好。但在有直流或交流偏流的情况下，还存在铁氧体饱和的问题，抑制元件横截面越大，越不易饱和，可承受的偏流越大。4.EMI吸收磁环/磁珠抑制差模干扰时，通过它的电流值正比于其体积，两者失调造成饱和，降低了元件性能；抑制共模干扰时，将电源的两根线（正负）同时穿过一个磁环，有效信号为差模信号，EMI吸收磁环/磁珠对其没有任何影响，而对于共模信号则会表现出较大的电感量。磁环的使用中还有一个较好的方法是让穿过的磁环的导线反复绕几下，以增加电感量。可以根据它对电磁干扰的抑制原理，合理使用它的抑制作用。5.铁氧体抑制元件应当安装在靠近干扰源的地方。对于输入／输出电路，应尽量靠近屏蔽壳的进、出口处。对铁氧体磁环和磁珠构成的吸收滤波器，除了应选用高磁导率的有耗材料外，还要注意它的应用场合。它们在线路中对高频成分所呈现的电阻大约是十至几百Ω，因此它在高阻抗电路中的作用并不明显，相反，在低阻抗电路（如功率分配、电源或射频电路）中使用将非常有效。磁珠和电感的区别电感是储能元件，而磁珠是能转换（消耗）器件。电感多用于电源滤波回路，侧重于抑止传导性干扰；磁珠多用于信号回路，主要用于EMI方面。磁珠用来吸收超高频信号，象一些RF电路，PLL，振荡电路，含超高频存储器电路（DDR,SDRAM,RAMBUS等）都需要在电源输入部分加磁珠，而电感是一种储能元件，用在LC振荡电路、中低频的滤波电路等，其应用频率范围很少超过50MHz。1.片式电感：在电子设备的pcb板电路中会大量使用感性元件和EMI滤波器元件。这些元件包括片式电感和片式磁珠，以下就这两种器件的特点进行描述并分析他们的普通应用场合以及特殊应用场合。表面贴装元件的好处在于小的封装尺寸和能够满足实际空间的要求。除了阻抗值，载流能力以及其他类似物理特性不同外，通孔接插件和表面贴装器件的其他性能特点基本相同。在需要使用片式电感的场合，要求电感实现以下两个基本功能：电路谐振和扼流电抗。谐振电路包括谐振发生电路，振荡电路，时钟电路，脉冲电路，波形发生电路等等。谐振电路还包括高Q带通滤波器电路。要使电路产生谐振，必须有电容和电感同时存在于电路中。在电感的两端存在寄生电容，这是由于器件两个电极之间的铁氧体本体相当于电容介质而产生的。在谐振电路中，电感必须具有高Q，窄的电感偏差，稳定的温度系数，才能达到谐振电路窄带，低的频率温度漂移的要求。高Q电路具有尖锐的谐振峰值。窄的电感偏置保证谐振频率偏差尽量小。稳定的温度系数保证谐振频率具有稳定的温度变化特性。标准的径向引出电感和轴向引出电感以及片式电感的差异仅仅在于封装不一样。电感结构包括介质材料（通常为氧化铝陶瓷材料）上绕制线圈，或者空心线圈以及铁磁性材料上绕制线圈。在功率应用场合，作为扼流圈使用时，电感的主要参数是直流电阻（DCR）,额定电流，和低Q值。当作为滤波器使用时，希望宽的带宽特性，因此，并不需要电感的高Q特性。低的DCR可以保证的电压降，DCR定义为元件在没有交流信号下的直流电阻。2.片式磁珠：片式磁珠的功能主要是消除存在于传输线结构（pcb电里）中的RF噪声,RF能量是叠加在直流传输电平上的交流正弦波成分，直流成分是需要的有用信号,而射频RF能量却是无用的电磁干扰沿着线路传输和辐射（EMI）。要消除这些不需要的信号能量，使用片式磁珠扮演高频电阻的角色（衰减器），该器件允许直流信号通过，而滤除交流信号。通常高频信号为30MHz以上，然而，低频信号也会受到片式磁珠的影响。片式磁珠由软磁铁氧体材料组成，构成高体积电阻率的独石结构。涡流损耗同铁氧体材料的电阻率成反比。涡流损耗随信号频率的平方成正比。磁珠的参数标称值：因为磁珠的单位是按照它在某一频率产生的阻抗来标称的，阻抗的单位也是欧姆，一般以100MHz为标准，比如2012B601，就是指在100MHz的时候磁珠的阻抗为600欧姆。额定电流：额定电流是指能保证电路正常工作允许通过电流。磁珠和电感在解决EMI和EMC方面各与什么作用，首先我们来看看磁珠和电感的区别，电感是闭合回路的一种属性，多用于电源滤波回路，而磁珠主要多用于信号回路，用于EMC对策磁珠主要用于抑制电磁辐射干扰，而电感用于这方面则侧重于抑制传导性干扰。磁珠是用来吸收超高频信号，象一些RF电路，PLL,振荡电路，含超高频存储器电路(DDRSDRAM,RAMBUS等)都需要在电源输入部分加磁珠，两者都可用于处理EMC、EMI问题。磁珠和电感在解决EMI和EMC方面各与什么作用，首先我们来看看磁珠和电感的区别，电感是闭合回路的一种属性，多用于电源滤波回路，而磁珠主要多用于信号回路，用于EMC对策磁珠主要用于抑制电磁辐射干扰，而电感用于这方面则侧重于抑制传导性干扰。磁珠是用来吸收超高频信号，象一些RF电路，PLL,振荡电路，含超高频存储器电路(DDRSDRAM,RAMBUS等)都需要在电源输入部分加磁珠，两者都可用于处理EMC、EMI问题。磁珠和电感在EMI和EMC电路中关键是是对高频传导干扰信号进行抑制，也有抑制电感的作用。但从原理方面来看，磁珠可等效成一个电感，等于还是存在一定的区别，区别在于电感线圈有分布电容。因此，电感线圈就相当于一个电感与一个分布电容并联。如图1所示。图1中，LX为电感线圈的等效电感(理想电感)，RX为线圈的等效电阻，CX为电感的分布电容。图1：电感线圈的等效电路图。理论上对传导干扰信号进行抑制，要求抑制电感的电感量越大越好，但对于电感线圈来说，电感量越大，则电感线圈的分布电容也越大，两者的作用将会互相抵消。图2：普通电感线圈的阻抗与频率的关系图。图2是普通电感线圈的阻抗与频率的关系图，由图中可以看出，电感线圈的阻抗开始的时候是随着频率升高而增大的，但当它的阻抗增大到值以后，阻抗反而随着频率升高而迅速下降，这是因为并联分布电容的作用。当阻抗增到值的地方，就是电感线圈的分布电容与等效电感产生并联谐振的地方。图中，L1>L2>L3,由此可知电感线圈的电感量越大，其谐振频率就越低。从图2中可以看出，如果要对频率为1MHZ的干扰信号进行抑制，选用L1倒不如选用L3,因为L3的电感量要比L1小十几倍，因此L3的成本也要比L1低很多。如果我们还要对抑制频率进一步提高，那么我们选用的电感线圈就只好是它的极限值，只有1圈或不到1圈了。磁珠，即穿心电感，就是一个匝数小于1圈的电感线圈。但穿心电感比单圈电感线圈的分布电容小好几倍到几十倍，因此，穿心电感比单圈电感线圈的工作频率更高。穿心电感的电感量一般都比较小，大约在几微亨到几十微亨之间，电感量大小与穿心电感中导线的大小以及长度，还有磁珠的截面积都有关系，但与磁珠电感量关系的还要算磁珠的相对导磁率Uy.图3、图4是分别是指导线和穿心电感的原理图，计算穿心电感时，首先要计算一根圆截面直导线的电感，然后计算结果乘上磁珠相对导磁率就可以求出穿心电感的电感量。图3：圆截面直导线的电感图。图4：磁珠穿心电感图。另外，当穿心电感的工作频率很高时，在磁珠体内还会产生涡流，这相当于穿心电感的导磁率要降低，此时，我们一般都使用有效导磁率。有效导磁率就是在某个工作频率之下，磁珠的相对导磁率。但由于磁珠的工作频率都只是一个范围，因此在实际应用中多用平均导磁率。在低频时，一般磁珠的相对导磁率都很大(大于100)，但在高频时其有效导磁率只有相对导磁率的几分之一，甚至几十分之一。因此，磁珠也有截止频率的问题，所谓截止频率，就是使磁珠的有效导磁率下降到接近1时的工作频率fc,此时磁珠已经失去一个电感的作用。一般磁珠的截止频率fc都在30~300MHz之间，截止频率的高低与磁珠的材料有关，一般导磁率越高的磁芯材料，其截止频率fc反而越低，因为低频磁芯材料涡流损耗比较大。使用者在进行电路设计的时候，可要求磁芯材料的提供商提供磁芯工作频率与有效导磁率的测试数据，或穿心电感在不同工作频率之下的曲线图。图5是穿心电感的频率曲线图。图5：穿心电感的频率曲线图。磁珠另一个用途就是用来做电磁屏蔽，它的电磁屏蔽效果比屏蔽线的屏蔽效果还要好，这是一般人不太注意的。其使用方法就是让一双导线从磁珠中间穿过，那么当有电流从双导线中流过时，其产生的磁场将大部份集中在磁珠体内，磁场不会再向外辐射;由于磁场在磁珠体内会产生涡流，涡流产生电力线的方向与导体表面电力线的方向正好相反，互相可以抵消，因此，磁珠对于电场同样有屏蔽作用，即：磁珠对导体中的电磁场有很强的屏蔽作用。使用磁珠进行电磁屏蔽的优点是磁珠不用接地，可以免去屏蔽线要求接地的麻烦。用磁珠作为电磁屏蔽，对于双导线来说，还相当于在线路中接了一个共模抑制电感，对共模干扰信号有很强的抑制作用。从上述我们可以了解到，磁珠和电感在EMC、EMI电路中都能起到抑制的作用，主要是抑制方面的不同，而电感在高频谐振以后都不能再起电感的作用了，先必需明白EMI的两个途径，即：辐射和传导，不同的途径采用不同的抑制方法。前者用磁珠，后者用电感。还需我们注意的地方是共模抑制电感与Y电容的连接位置，那什么是共模抑制电感，就是在地线或其它输入输出线之间串联电感，这个电感称为共模抑制电感，共模抑制电感的一端与机器中的地线(公共端)相连，另一端与一个Y电容相连，Y电容的另一端与大地相连。这是抑制传导干扰的有效方法。转载自维库电子市场网。

1.为什么要对产品做电磁兼容设计？答：满足产品功能要求、减少调试时间，使产品满足电磁兼容标准的要求，使产品不会对系统中的其它设备产生电磁干扰。2.对产品做电磁兼容设计可以从哪几个方面进行？答：电路设计（包括器件选择）、软件设计、线路板设计、屏蔽结构、信号线/电源线滤波、电路的接地方式设计。3.在电磁兼容领域，为什么总是用分贝（dB）的单位描述？答：因为要描述的幅度和频率范围都很宽，在图形上用对数坐标更容易表示，而dB就是用对数表示时的单位。4.为什么频谱分析仪不能观测静电放电等瞬态干扰？答：因为频谱分析仪是一种窄带扫频接收机，它在某一时刻仅接收某个频率范围内的能量。而静电放电等瞬态干扰是一种脉冲干扰，其频谱范围很宽，但时间很短，这样频谱分析仪在瞬态干扰发生时观察到的仅是其总能量的一小部分，不能反映实际的干扰情况。5.在现场进行电磁干扰问题诊断时，往往需要使用近场探头和频谱分析仪，怎样用同轴电缆制作一个简易的近场探头？答：将同轴电缆的外层（屏蔽层）剥开，使芯线暴露出来，将芯线绕成一个直径1~2厘米小环（1~3匝），焊接在外层上。6.测量人体的生物磁信息是一种新的医疗诊断方法，这种生物磁的测量必须在磁场屏蔽室中进行，这个屏蔽室必须能屏蔽从静磁场到1GHz的交变电磁场，请提出这个屏蔽室的设计方案。答：首先考虑屏蔽材料的选择问题，由于要屏蔽频率很低的磁场，因此要使用高导磁率的材料，比如坡莫合金。由于坡莫合金经过加工后，导磁率会降低，必须进行热处理。因此，屏蔽室要作成拼装式的，由板材拼装而成。事先将各块板材按照设计加工好，然后进行热处理，运输到现场，十分小心的进行安装。每块板材的结合处要重叠起来，以便形成连续的磁通路。这样构成的屏蔽室能够对低频磁场有较好的屏蔽效能，但缝隙会产生高频泄漏。为了弥补这个不足，在坡莫合金屏蔽室的外层用铝板焊接成第二层屏蔽，对高频电磁场起到屏蔽作用。7.设计屏蔽机箱时，根据哪些因素选择屏蔽材料？答：从电磁屏蔽的角度考虑，主要要考虑所屏蔽的电场波的种类。对于电场波、平面波或频率较高的磁场波，一般金属都可以满足要求，对于低频磁场波，要使用导磁率较高的材料。8.机箱的屏蔽效能除了受屏蔽材料的影响以外，还受什么因素的影响？答：受两个因素的影响，一是机箱上的导电不连续点，例如孔洞、缝隙等；另一个是穿过屏蔽箱的导线，如信号电缆、电源线等。9.屏蔽磁场辐射源时要注意什么问题？答：由于磁场波的波阻抗很低，因此反射损耗很小，而主要靠吸收损耗达到屏蔽的目的。因此要选择导磁率较高的屏蔽材料。另外，在做结构设计时，要使屏蔽层尽量远离辐射源（以增加反射损耗），尽量避免孔洞、缝隙等靠近辐射源。10.在设计屏蔽结构时，有一个原则是：尽量使机箱内的电缆远离缝隙和孔洞，为什么？答：由于电缆近旁总是存在磁场，而磁场很容易从孔洞泄漏（与磁场的频率无关）。因此，当电缆距离缝隙和孔洞很近时，就会发生磁场泄漏，降低总体屏蔽效能。转载自维库电子市场网。

总线，英文叫作“BUS”,即我们中文的“公共车”，这是非常形象的比如，公共车走的路线是一定的，我们任何人都可以坐公共车去该条公共车路线的任意一个站点。如果把我们人比作是电子信号，这就是为什么英文叫它为“BUS”而不是“CAR”的真正用意。当然，从上来说，总线是一种描述电子信号传输线路的结构形式，是一类信号线的集合，是子系统间传输信息的公共通道。通过总线能使整个系统内各部件之间的信息进行传输、交换、共享和逻辑控制等功能。如在计算机系统中，它是CPU、内存、输入、输出设备传递信息的公用通道，主机的各个部件通过主机相连接，外部设备通过相应的接口电路再于总线相连接。现代网络信息的发展，特别是对于成本和空间而言，总线传输替代点对点传输是目前发展的热点，它的出现将给信息传输上提供了的方便和有效的技术解决方案。系统总线的基本组成数据总线：传送数据信息地址总线：传送地址信息控制总线：传送控制信息(完成总线操作功能)电源线：为系统提供电源信号总线的功能1、数据传输功能数据传输功能是总线的基本功能，用总线传输率来表示，即每秒传输的字节数，单位是Mbps(兆字节每秒)。2、多设备支持功能多个设备使用一条总线，首先是总线占用权的问题，哪一个主设备申请占用总线，由总线仲裁器确定。3、中断中断是计算机对紧急事务响应的机制。当外部设备与主设备之间进行服务约定时，中断是实现服务约定的联络信号。4、错误处理错误处理包括奇偶校验错、系统错、电池失效等错误检测处理，以及提供相应的保护对策。总线的数据传输流程1、申请占用总线需要使用总线的总线主设备(如CPU、DMA控制器等)向总线仲裁机构提出占用总线的请求，经总线仲裁机构判定，若满足响应条件，则发出响应信号，并把下一个总线传送周期的总线控制权授予申请者。2、寻址获得总线控制权的总线主设备，通过地址总线发出本次要访问的存储器和I/O端口的地址，经地址译码选中被访问的模块并开始启动数据转换。3、传送数据总线主设备也叫主模块，被访问的设备叫从模块。主模块和从模块之间的操作是由主模块控制在两个从模块之间通过数据总线进行数据传送。4、结束主、从模块的信息均从总线上撤除，让出总线，以便其它主模块使用。微机总线的种类片内总线它是位于大规模、超大规模集成芯片内部各单元电路之间的总线，作为这些单元电路之间的信息通路。如CPU内部ALU、寄存器组、控制器等部件之间的总线。局部总线(也称内部总线)通常指微机主板上各部件之间的信息通路。由于是一块电路板内部的总线，故又称在板局部总线。较典型的局部总线如：IBM-PC总线，ISA总线，EISA总线，VL和PCI总线等。系统总线(也称外部总线)是指微机底板上的总线，用来构成微机系统的各插件板、多处理器系统各CPU模块之间的信道。较典型的系统总线如：STD-BUS，MULTI-BUS，VME等。通信总线它是微机系统与系统之间、微机系统与其它仪器仪表或设备之间的信息通路。这种总线往往不是计算机专有的，而是借用电子工业其它领域已有的总线标准并加以应用形成的。流行的通信总线如：EIA-RS-232C、RS-422A、RS-485，IEEE-488，VXI等总线标准。各总线间的关系使用总线技术的优点1、简化软、硬件设计：由于总线定义非常严格，任何厂家或个人都必须按其标准制作插件板，有了规范就给用户在硬件设计上带来了很大的方便，简化了设计过程。2、简化系统结构：采用标准总线，只要将各功能模块(板)挂在总线上就可以方便的构成微机的硬件系统。3、便于系统的扩充：对于采用标准总线构成的微机系统，只要按总线标准和用户扩充要求设计或直接购买插件板插到总线插槽上就达到了扩充的目的。4、便于系统的更新：随着电子技术的不断发展，新的器件不断涌现，微机系统也要不断更新，在采用标准总线的插件板上用新的器件取代原来的器件就可以很方便地提高系统性能，而不必做很大改动。总线技术的分类总线分类的方式有很多，如被分为外部和内部总线、系统总线和非系统总线等等。1、按功能分常见的是从功能上来对数据总线进行划分，可以分为地址总线(addressbus)、数据总线(databus)和控制总线(controlbus)。在有的系统中，数据总线和地址总线可以在地址锁存器控制下被共享，也即复用。地址总线是专门用来传送地址的。在设计过程中，见得多的应该是从CPU地址总线来选用外部存储器的存储地址。地址总线的位数往往决定了存储器存储空间的大小，比如地址总线为16位，则其可存储空间为216(64KB)。数据总线是用于传送数据信息，它又有单向传输和双向传输数据总线之分，双向传输数据总线通常采用双向三态形式的总线。数据总线的位数通常与微处理的字长相一致。例如Intel8086微处理器字长16位，其数据总线宽度也是16位。在实际工作中，数据总线上传送的并不一定是完全意义上的数据。控制总线是用于传送控制信号和时序信号。如有时微处理器对外部存储器进行操作时要先通过控制总线发出读/写信号、片选信号和读入中断响应信号等。控制总线一般是双向的，其传送方向由具体控制信号而定，其位数也要根据系统的实际控制需要而定。2、按传输方式分按照数据传输的方式划分，总线可以被分为串行总线和并行总线(基于各种总线技术设计电路图集锦)。从原理来看，并行传输方式其实优于串行传输方式，但其成本上会有所增加。通俗地讲，并行传输的通路犹如一条多车道公路，而串行传输则是只允许一辆汽车通过单线公路。目前常见的串行总线有SPI、I2C、USB、IEEE1394、RS232、CAN等;而并行总线相对来说种类要少，常见的如IEEE1284、ISA、PCI等。3、按时钟信号方式分按照时钟信号是否独立，可以分为同步总线和异步总线。同步总线的时钟信号独立于数据，也就是说要用一根单独的线来作为时钟信号线;而异步总线的时钟信号是从数据中提取出来的，通常利用数据信号的边沿来作为时钟同步信号。总线传输的基本原理依据前面对总线的定义可知总线的基本作用就是用来传输信号，为了各子系统的信息能有效及时的被传送，为了不至于彼此间的信号相互干扰和避免物理空间上过于拥挤，其的办法就是采用多路复用技术，也就是说总线传输的基本原理就是多路复用技术。所谓多路复用就是指多个用户共享公用信道的一种机制，目前常见的主要有时分多路复用、频分多路复用和码分多路复用等。时分多路复用(TDMA)时分复用是将信道按时间加以分割成多个时间段，不同的信号会要求在不同的时间段内得到响应，彼此信号的传输时间在时间坐标轴上是不会重叠。频分多路复用(FDMA)频分复用就是把信道的可用频带划分成若干互不交叠的频段，每路信号经过频率调制后的频谱占用其中的一个频段，以此来实现多路不同频率的信号在同一信道中传输。而当接收端接收到信号后将采用适当的带通滤波器和频率解调器等来恢复原来的信号。码分多路复用(CDMA)码分多路复用是所被传输的信号都会有各自特定的标识码或地址码，接收端将会根据不同的标识码或地址码来区分公共信道上的传输信息，只有标识码或地址码完全一致的情况下传输信息才会被接收。总线主要技术指标评价总线的主要技术指标是总线的带宽(即传输速率)、数据位的宽度(位宽)、工作频率和传输数据的可靠性、稳定性等。带宽(传输速率)、位宽和工作频率总线的带宽指的是单位时间内总线上传送的数据量，即每钞传送MB的数据传输率。总线的位宽指的是总线能同时传送的二进制数据的位数，或数据总线的位数，即32位、64位等总线宽度的概念;总线的位宽越宽，数据传输速率越大，总线的带宽就越宽。总线的工作时钟频率以MHz为单位，它与传输的介质、信号的幅度大小和传输距离有关。在同样硬件条件下，我们采用差分信号传输时的频率常常会比单边信号高得多，这是因为差分信号的的幅度只有单边信号的一半而已。总线的带宽、位宽和工作频率，这三者密切相关，它们之间的关系：传输数据的可靠性可靠性是评定总线关键的参数，没有可靠性，传输的数据都是错误的信息，便就失去了总线的实际意义。为了提高总线的可靠性，通常采用的措施有：1、采用数据帧发送前发送器对总线进行侦听，只有侦听到总线处于空闲状态下时才可向总线传送数据帧，这样避免了不同节点的数据冲突。2、采用双绞线差分信号来传送数据，以降低单线的电压升降幅度，减小信号的边沿产生的高次谐波。3、适当的让数据的边沿具有一定的斜坡。4、增加匹配电阻和电容等来减少总线上信号的发射和平衡总线上的分布电容等。5、采用合适的网络拓扑结构和屏蔽技术等来减少受其他信号的干扰。几种典型的总线技术及特点STD系统总线1、模块化的小板结构、开放式的灵活组态STD总线使得微机系统被划分成若干模块，并制作成标准的功能模板(插件卡)。用户可根据需要选择功能模板组成自己的微机，插件卡与外设之间可用其他方式连接，因此可以灵活方便地构成适应不同要求的微机系统。2、高可靠性、高抗干扰能力和高信号质量STD总线优良的物理特性使之具有抗恶劣环境的能力。其模块化小尺寸结构使其具有抗冲击和振动的能力，也可以减少自身发热产生的问题。由于STD总线采用印刷电路板边缘做接插件，可防止插件卡反插，引脚弯曲或折断。同时STD总线的结构可使信号流有序地从总线接口流向用户接口，提高了信号的质量。3、兼容的结构、配套的产品和齐全的功能STD总线的兼容式结构可以使8位的STD产品与新标准的16位或32位STD产品一起工作。STD总线还支持多处理器系统。随着技术的发展和STD产品的推广和应用，其标准插件板的功能不断增强，配套产品越来越丰富，给使用带来极大方便。RS-232C通信总线RS-232C是一种串行通信总线标准，也是数据终端设备(DTE)和数据通信设备(DCE)之间的接口标准，是1969年由美国电子工业协会(EIA)从CCITT远程通信标准中导出的一个标准。当初制定这一标准的目的是为了使不同厂家生产的设备能达到接插的兼容性，即无论哪一家生产的设备，只要具有RS-232C标准接口，则不需要任何转换电路就可以互相接插起来，但这个标准只保证硬件兼容而不保证软件兼容。RS-232C标准包括机械指标和电气指标，其中机械指标规定：RS-232C标准接口通向外部的连接器(插针和插座)是一个“D”型保护壳25针插头。RS-232C的主要特点1、信号线少：RS-232C总线共有25根线，它包括有主副两个通道，用它可进行双工通信。实际应用中，多数只用主信号通道(即通道)，并只使用其中几个信号(通常3~9根线)。2、传输距离远(相对于并行)：由于RS-232C采用串行传输方式，并将TTL电平转换成了RS-232C电平，在基带传输时，距离可达30m。若是采用光电隔离20A电流环传送，其传输距离可达1000m。当然，如果在串行接口加上调制解调器，利用有线、无线或光纤进行传送，其距离会更远。3、可供选择的传输速率多：RS-232C规定的标准传送速率有：50，75，110，150，300，600，1200，2400，4800，9600，19200波特。可以灵活地使用于不同速率的设备。4、抗干扰能力强：RS-232C采用负逻辑，空载时以+3~+25V之间任意电压表示逻辑“0”，以-3~-25V之间任意电压表示逻辑“1”，且它是无间隔不归零电平传送，从而大大提高了抗干扰能力。RS-422A总线RS-422A采用平衡输出的发送器，差分输入的接收器。发送器有两根输出线，当一条线向高电平跳变的同时，另一条输出线向低电平跳变，线之间的电压极性因此翻转过来。在RS-422A线路中发送信号要用两条线，接收信号也要用两条线，对于双工通信，至少要有4根线。由于RS-422A线路是完全平衡的，一般情况下，RS-422A线路不使用公共地线。这使得通信双方由于地电位不同而对通信线路产生的干扰减至。双方地电位不同产生的信号成为共模干扰会被差分接收器滤波掉，而这种干扰却能使RS-232C的线路产生错误。RS-485总线RS-485总线使用接口电路进行全双工通信，需要两对线或4条线，使线路成本增加。RS-485适用于收发双方共用一对线进行通信，也适用于多个点之间共用一对线路进行总线方式联网，通信只是半双工的。由于共用一条线路，任何时刻，只允许有一个发送器发送数据，其它发送器必须处于关闭(高阻)状态，这是通过发送器芯片上的发送允许端控制的。例如，当该端为高电平时，发送器可以发送数据，而为低电平时，发送器的两个输出端都呈现高阻状态，好象从线路上脱开一样。IEEE488总线IEEE488是一种并行的外总线，它是20世纪70年代由HP公司制定的。1975年IEEE以IEEE-488标准总线予以推荐，1977年国际电工委员会(IEC)也对该总线进行认可与推荐，定名为IEC-IB。所以这种总线同时使用了IEEE-448，IEC-IB(IEC接口总线)，HP-IB(HP接口总线)或GP-IB(通用接口总线)多种名称。由于IEEE-448总线的推出，使得当用IEEE-448标准建立一个由计算机控制的测试系统时，不要再加一大堆复杂的控制电路，IEEE-488系统以机架层叠式智能仪器为主要器件，构成开放式的积木测试系统，因此IEEE-488总线是当前工业上应用广泛的通信总线之一。IEEE-488总线使用的约定：1、·数据传输速率≤1MB/S。2、·连接在总线上的设备(包括作为主控器的微型机)≤15个。3、·设备间的距离≤20M。4、·整个系统的电缆总长度≤220M，若电缆长度超过220M，则会因延时而改变定时关系，从而造成工作不可靠。这种情况应附加调制解调器。5、·所有数字交换都必须是数字化的。6、·总线规定使用24线的组合插头座，并且采用负逻辑，即用小于+0.8V的电平表示逻辑“1”;用大于2V的电平表示逻辑“0”。系统上设备的工作方式：1、“听者”方式：这是一种接收器，它在数据总线上接收数据，一个系统在同一时刻，可以有两个以上的“听者”在工作。2、“讲者”方式：这是一种发送器，一个系统可以有两个以上的“讲者”但任一时刻只能有一个讲者在工作。3、“控者”方式：这是一种向其他设备发布命令的设备，例如对其他设备寻址，或允许“讲者”使用总线。任一时刻只能有一个控者。IEEE-488总线传送数据时序：IEEE-488总线上数据传送采用异步方式，即每传送一个字节数据都要利用DAV，NRFD和NDAC3条信号线进行握手联络。转载自维库电子市场网。

(1)电源线是EMI出入电路的重要途径。通过电源线，外界的干扰可以传入内部电路，影响RF电路指标。为了减少电磁辐射和耦合，要求DC-DC模块的侧、二次侧、负载侧环路面积。电源电路不管形式有多复杂，其大电流环路都要尽可能小。电源线和地线总是要很近放置。(2)如果电路中使用了开关电源，开关电源的外围器件布局要符合各功率回流路径短的原则。滤波电容要靠近开关电源相关引脚。使用共模电感，靠近开关电源模块。(3)单板上长距离的电源线不能同时接近或穿过级联放大器(增益大于45dB)的输出和输入端附近。避免电源线成为RF信号传输途径，可能引起自激或降低扇区隔离度。长距离电源线的两端都需要加上高频滤波电容，甚至中间也加高频滤波电容。(4)RFPCB的电源入口处组合并联三个滤波电容，利用这三种电容的各自优点分别滤除电源线上的低、中、高频。例如：10uf，0.1uf，100pf。并且按照从大到小的顺序依次靠近电源的输入管脚。(5)用同一组电源给小信号级联放大器馈电，应当先从末级开始，依次向前级供电，使末级电路产生的EMI对前级的影响较小。且每的电源滤波至少有两个电容：0.1uf，100pf。当信号频率高于1GHz时，要增加10pf滤波电容。(6)常用到小功率电子滤波器，滤波电容要靠近三极管管脚，高频滤波电容更靠近管脚。三极管选用截止频率较低的。如果电子滤波器中的三极管是高频管，工作在放大区，外围器件布局又不合理，在电源输出端很容易产生高频振荡。线性稳压模块也可能存在同样的问题，原因是芯片内存在反馈回路，且内部三极管工作在放大区。在布局时要求高频滤波电容靠近管脚，减小分布电感，破坏振荡条件。(7)PCB的POWER部分的铜箔尺寸符合其流过的电流，并考虑余量(一般参考为1A/mm线宽)。(8)电源线的输入输出不能交叉。(9)注意电源退耦、滤波，防止不同单元通过电源线产生干扰，电源布线时电源线之间应相互隔离。电源线与其它强干扰线(如CLK)用地线隔离。(10)小信号放大器的电源布线需要地铜皮及接地过孔隔离，避免其它EMI干扰窜入，进而恶化本级信号质量。(11)不同电源层在空间上要避免重叠。主要是为了减少不同电源之间的干扰，特别是一些电压相差很大的电源之间，电源平面的重叠问题一定要设法避免，难以避免时可考虑中间隔地层。(12)PCB板层分配便于简化后续的布线处理，对于一个四层PCB板(WLAN中常用的电路板)，在大多数应用中用电路板的顶层放置元器件和RF引线，第二层作为系统地，电源部分放置在第三层，任何信号线都可以分布在第四层。第二层采用连续的地平面布局对于建立阻抗受控的RF信号通路非常必要，它还便于获得尽可能短的地环路，为层和第三层提供高度的电气隔离，使得两层之间的耦合。当然，也可以采用其它板层定义的方式(特别是在电路板具有不同的层数时)，但上述结构是经过验证的一个成功范例。(13)大面积的电源层能够使Vcc布线变得轻松，但是，这种结构常常是引发系统性能恶化的导火索，在一个较大平面上把所有电源引线接在一起将无法避免引脚之间的噪声传输。反之，如果使用星型拓扑则会减轻不同电源引脚之间的耦合。上图给出了星型连接的Vcc布线方案，该图取自MAX2826IEEE802.11a/g收发器的评估板。图中建立了一个主Vcc节点，从该点引出不同分支的电源线，为RFIC的电源引脚供电。每个电源引脚使用独立的引线在引脚之间提供了空间上的隔离，有利于减小它们之间的耦合。另外，每条引线还具有一定的寄生电感，这恰好是我们所希望的，它有助于滤除电源线上的高频噪声。使用星型拓扑Vcc引线时，还有必要采取适当的电源去耦，而去耦电容存在一定的寄生电感。事实上，电容等效为一个串联的RLC电路，电容在低频段起主导作用，但在自激振荡频率(SRF)：之后，电容的阻抗将呈现出电感性。由此可见，电容器只是在频率接近或低于其SRF时才具有去耦作用，在这些频点电容表现为低阻。给出了不同容值下的典型S11参数，从这些曲线可以清楚地看到SRF，还可以看出电容越大，在较低频率处所提供的去耦性能越好(所呈现的阻抗越低)。在Vcc星型拓扑的主节点处放置一个大容量的电容器，如2.2μF。该电容具有较低的SRF，对于消除低频噪声、建立稳定的直流电压很有效。IC的每个电源引脚需要一个低容量的电容器(如10nF)，用来滤除可能耦合到电源线上的高频噪声。对于那些为噪声敏感电路供电的电源引脚，可能需要外接两个旁路电容。例如：用一个10pF电容与一个10nF电容并联提供旁路，可以提供更宽频率范围的去耦，尽量消除噪声对电源电压的影响。每个电源引脚都需要认真检验，以确定需要多大的去耦电容以及实际电路在哪些频点容易受到噪声的干扰。良好的电源去耦技术与严谨的PCB布局、Vcc引线(星型拓扑)相结合，能够为任何RF系统设计奠定稳固的基础。尽管实际设计中还会存在降低系统性能指标的其它因素，但是，拥有一个“无噪声”的电源是优化系统性能的基本要素。转载自维库电子市场网。

三极管开关电路作为一种被广泛应用在开关电路模式，其本身具有设计简单、工作稳定等特性。然而，在实际运用中，工程师也需要依据环境要求，对三极管开关电路进行相应的改良，使其更加适合设计条件的需要。在今天的文章中，我们将会为大家分享一些比较经常用到的开关电路改良措施，希望能够对各位工程师的工作有所帮助。在一些对三极管开关电路动作速度要求较高的环境，例如通讯领域，要求开关电路需要具备快速切换动作的特性，因此我们也就必须采取相应的改良措施，以加快三极管开关的切换速度。下图中，图1为一种常见的切换速度改良方式，此方法只须在RB电阻上并联一只加速电容器。因此，当Vin由零电压往上升并开始送电流至基极时，电容器由于无法瞬间充电，故形同短路，然而此时却有瞬间的大电流由电容器流向基极，因此也就加快了开关导通的速度。稍后待充电完毕后，电容就形同开路，同时，这样做还不会影响三极管的正常工作。图1加了加速电容器的三极管开关电路当开关电路采用了这种加入加速电容器的辅助电路后，一旦输入电压由高准位降回零电压准位时，电容器会在极短的时间内即令基射极接面变成反向偏压，而使三极管开关迅速切断。在这一工作运行过程中，三极管开关之所以能够快速被切断，是由于电容器的左端原已充电为正电压，因此在输入电压下降的瞬间，电容器两端的电压无法瞬间改变仍将维持于定值，因此输入电压的下降立即使基极电压随之而下降，因此令基射极接面成为反向偏压，而迅速令三极管截止。适当的选取加速电容值可使三极管开关的切换时间减低至几十分之微秒以下，大多数的加速电容值约为数百个微微法拉（pF）。在使用这种加入加速电容器的辅助电路，为三极管开关电路加快切断速度时，有一个需要注意的问题是，有的时候三极管开关的负载并非直接加在集电极与电源之间，而是会接成图2的方式。从图2中我们可以看到，这种接法和小信号交流放大器的电路非常接近，只是少了一只输出耦合电容器而已。这种接法和正常接法的动作恰好相反，当三极管截止时，负载获能，而当三极管导通时，负载反被切断，这两种电路的形式都是常见的，因此工程师需要综合判断自己所采取的加速设置是否符合当前电路设计的需要。图2将负载接于三极管开关电路的改进接法还有一种情况是三极管开关电路在应用过程中比较经常遇到的。我们假设在图2中的三极管开关加上了电容性负载（假定其与RLD并联），那么在三极管截止后，由于负载电压必须经由RC电阻对电容慢慢充电而建立，因此电容量或电阻值愈大，时间常数便愈大，而使得负载电压之上升速率愈慢。然而，在某些应用中，这种现象是不允许存在的，因此在面对这种情况时我们就必须采用图3所提供的图腾式改良电路进行改良设计了。图3图腾式三极管开关电路首先来解释一下图腾式电路的含义。所谓的图腾式电路，指的是将一只三极管直接迭接于另一个三极管之上所构成的电路模式，这一电路也因该种结构而得名。在图腾式电路中，如果想要让负载获能，那就必须使Q1三极管导通，同时使Q2三极管截断，这样一来负载便可经由Q1而连接至VCC上。如果想要使负载去能，必须使Q1三极管截断，同时使Q2三极管导通，如此负载将经由Q2接地。由于Q1的集电极除了极小的接点电阻外，几乎没有任何电阻存在，如上图图3所示，因此负载几乎是直接连接到正电源上的，也因此当Q1导通时，就再也没有电容的慢速充电现象存在了。所以可说Q1将负载拉起，而称之为“挽起三极管”，Q2则称为拉下三极管。在上图图3所提供的图腾式三极管开关电路中，我们可以看到，该电路系统左半部的输入控制电路，负责Q1和Q2三极管的导通与截断控制，但是必须确保Q1和Q2使不致同时导通，否则将使VCC和地之间经由Q1和Q2而形同短路，果真如此，则短路的大电流至少将使一只三极管烧毁。因此图腾式三极管开关不能采用并联方式来使用，否则只要图腾上方的三极管Q1群中有任一只导通，而下方的Q2群中又恰好有一只导通，电源便经由导通之Q1和Q2短路，而造成严重的后果。转载自维库电子市场网。

开关电源变压器开关电源变压器是加入了开关管的电源变压器，在电路中除了普通变压器的电压变换功能，还兼具绝缘隔离与功率传送功能一般用在开关电源等涉及高频电路的场合。开关电源变压器的作用与分类开关电源变压器和开关管一起构成一个自激(或他激)式的间歇振荡器,从而把输入直流电压调制成一个高频脉冲电压.起到能量传递和转换作用.在反激式电路中,当开关管导通时,变压器把电能转换成磁场能储存起来,当开关管截止时则释放出来.在正激式电路中,当开关管导通时,输入电压直接向负载供给并把能量储存在储能电感中.当开关管截止时,再由储能电感进行续流向负载传递.分类开关电源变压器分单激式开关电源变压器和双激式开关电源变压器，两种开关电源变压器的工作原理和结构并不是一样的。单激式开关电源变压器的输入电压是单极性脉冲，而其还分正反激电压输出；而双激式开关电源变压器的输入电压是双极性脉冲，一般是双极性脉冲电压输出。开关电源变压器特性参数电压比:指变压器的初级电压与次级电压的比值.直流电阻:即铜阻.效率:即输出功率/输入功率*100[%]绝缘电阻:变压器各绕组之间及对铁心之间的绝缘能力.抗电强度:变压器在1秒或1分钟之内能承受规定电压的程度.开关电源变压器原理对于开关电源，开关变压器的工作原理与普通变压器的工作原理是不同的。普通变压器输入的交流电压或电流的正、负半周波形都是对称的，并且输入电压和电流波形一般都是连续的，在一个周期之内，输入电压和电流的平均值等于0，这是普通变压器工作原理的基本特点;而开关变压器一般都是工作于开关状态，其输入电压或电流一般都不是连续的，而是断续的，输入电压或电流在个周期之内的平均值大多数都不等于0，因此，开关变压器也称为脉冲变压器，这是开关变压器与普通变压器在工作原理方面的区别。通过PWM（脉冲宽度调制）控制开关管，将整流后的直流电压进行高频开关导通，使得高频电流流入开关电源的高频变压器原边，从而是变压器副边产生感应电流，经过整流后就可以得出需要的电压或多路电压。开关电源变压器好坏检测详情1、通过观察变压器的外貌来检查其是否有明显异常现象：如线圈引线是否断裂，脱焊，绝缘材料是否有烧焦痕迹，铁心紧固螺杆是否有松动，硅钢片有无锈蚀，绕组线圈是否有外露等。2、绝缘性测试：用万用表R&TImes;10k挡分别测量铁心与初级，初级与各次级、铁心与各次级、静电屏蔽层与衩次级、次级各绕组间的电阻值，万用表指针均应指在无穷大位置不动。否则，说明变压器绝缘性能不良。3、线圈通断的检测：将万用表置于R&TImes;1挡，测试中，若某个绕组的电阻值为无穷大，则说明此绕组有断路性故障。4、判别初、次级线圈：电源变压器初级引脚和次级引脚一般都是分别从两侧引出的，并且初级绕组多标有220V字样，次级绕组则标出额定电压值，如15V、24V、35V等。再根据这些标记进行识别。5、空载电流的检测：a、直接测量法将次级所有绕组全部开路，把万用表置于交流电流挡（500mA，串入初级绕组。当初级绕组的插头插入220V交流市电时，万用表所指示的便是空载电流值。此值不应大于变压器满载电流的10%～20%。一般常见电子设备电源变压器的正常空载电流应在100mA左右。如果超出太多，则说明变压器有短路性故障。b、间接测量法在变压器的初级绕组中串联一个10/5W的电阻，次级仍全部空载。把万用表拨至交流电压挡。加电后，用两表笔测出电阻R两端的电压降U，然后用欧姆定律算出空载电流I空，即I空=U/R。F？空载电压的检测。将电源变压器的初级接220V市电，用万用表交流电压接依次测出各绕组的空载电压值（U21、U22、U23、U24）应符合要求值，允许误差范围一般为：高压绕组≤±10%，低压绕组≤±5%，带中心抽头的两组对称绕组的电压差应≤±2%。6、检测电源变压器的温度范围：一般小功率电源变压器允许温升为40℃～50℃，如果所用绝缘材料质量较好，允许温升还可提高。7、检测判别各绕组的同名端：在使用电源变压器时，有时为了得到所需的次级电压，可将两个或多个次级绕组串联起来使用。采用串联法使用电源变压器时，参加串联的各绕组的同名端必须正确连接，不能搞错。否则，变压器不能正常工作。8、电源变压器短路性故障的综合检测判别：电源变压器发生短路性故障后的主要症状是发热严重和次级绕组输出电压失常。通常，线圈内部匝间短路点越多，短路电流就越大，而变压器发热就越严重。检测判断电源变压器是否有短路性故障的简单方法是测量空载电流。存在短路故障的变压器，其空载电流值将远大于满载电流的10%。当短路严重时，变压器在空载加电后几十秒钟之内便会迅速发热，用手触摸铁芯会有烫手的感觉。此时不用测量空载电流便可断定变压器有短路点存在。开关电源和变压器在用途上有什么区别？开关电源：开关电源能很稳定的把一定范围之内的电压转为很的低压或高压（例如110V-250输入，输出电压可以稳定的控制在需要的电压正负不差0.5v）。变压器：变压器的输出电压是随着输入电压不断变化着的，即输入电压增高输出电压也增加，输入电压降低输出电压也降低。综上所述可得出结论开关电源是先将交流电变成直流电，直流电通过功率开关管再变成更高频率的交流电通过高频变压器进行电压转换不但效率提高而且频率高了之后大大缩小了体积，也节约了铜铁损耗。因为通过功率开关管控制所以在小电流时开关管导通的时间短，保持输出电压即可。负载大时开关管不停地工作保持输出电压。所以开关电源输出电压稳定，可以作为LED显示屏等高仪器选择。综上所述开关电源目前应用的范围更加的广泛，更加的适应市场的需求，在了解了如上开关电源和变压器的区别后，也希望开关电源的各厂家能做好质量关，切勿因追求利益损害客户的利益。转载自维库电子市场网。

一、开关电源为什么需要动态响应测试？开关电源作为整个系统的供电“心脏”，当它的输出负载电流发生跳变时，对输出电压的波动有严格的设计要求：必须限制在一定的容差范围内，确保系统电路的稳定工作。但随着电子技术的发展，低压大电流的各种电子设备成为主流的设计思路，电流需求量不断提高，要确保电源输出波动在一个范围内，成为业内一个比较刺手的问题，一直困扰的工程师。二、电源动态响应的测试方法和要求输入：规格中定义的、标称及输入直流电压；输出：规格中定义的动态负载电流条件及规格所允许的电容负载。比如E2405UHBD-20W，输入电压范围：9-36VDC，则选择固定的输入电压9VDC、24VDC、36VDC，标称输出电压5V，负载电流在额定值的25％-50％-25％和50％-75％-50％变化下测试，如图一所示。图一测试示意图负载的动态变化是有严格要求的，依规格要求设定负载电流的起始点、终点，负载电流的上升、下降速率及负载电流的变化周期，如图二所示。给产品上电后按规格要求，调整负载电流的变化周期t12、t23、tr、tf。图二动态负载电流设置示意图三、动态响应的测试判定准则按照图一、图二搭接好测试电路图和调整好测试参数后，输出负载在额定值的25％-50％-25％和50％-75％-50％变化（电流跳变的斜率为0.08~0.1A/uS，周期大于该动态完全稳定所需），用示波器抓取产品输出纹波噪声波形，并调节波形至动态波形显示，记录此时的过欠冲幅度和恢复时间；调节供电电压和负载跳变方式分别记录不同组合下的过欠冲幅度和恢复时间。判定条件a、各输出测量值符合规格要求；b、不能有震铃(反馈回路欠阻尼)现象；c、待测电源不可以损坏；d、待测电源不可以工作不稳定，甚至关机(Shutdown)；e、响应时间符合要求。四、动态响应与什么有关？该如何整改？电源的负载动态特性与环路的响应特性有关，是好是坏在动态负载时特别明显。总之整改策略指导思路：“反馈环路的带宽越宽，动态响应速度越快；阻尼系数越小，过冲越大”。a、在器件高频特性、EMC、效率允许的条件下，通过提高开关频率来提升动态响应速度，或者让占空在动态情形下逐步增大，以避免如电流突变引起的问题；b、利用电容、电感，电容容量越大，动态响应越小；电感感量越小，动态响应越快；c、反馈环路的带宽越宽，动态响应速度越快，那就是在高增益下，系统的动态响应速度快。零点会改善动态响应速度，极点会减慢动态响应速度，那就是超前补偿使系统响应速度更快，滞后补偿使系统响应速度更慢。d、相位阈度越小，动态响应越快，但是太小，会出现系统震荡。e、使用高可靠性的电源模块，致远电子自主研发、生产的隔离电源模块已有近20年的行业积累，目前产品具有宽输入电压范围，隔离1000VDC、1500VDC、3000VDC及6000VDC等多个系列，封装形式多样，兼容国际标准的SIP、DIP等封装。同时致远电子为保证电源产品性能建设了行业内一流的测试实验室，配备、齐全的测试设备，全系列隔离DC-DC电源通过完整的EMC测试，静电抗扰度高达4KV、浪涌抗扰度高达2KV，可应用于绝大部分复杂恶劣的工业现场，为用户提供稳定、可靠的电源隔离解决方案。转载自维库电子市场网。

用户如何与设备交互是每个的工程师在项目启动时要问的基本问题之一。客户需要快速充电吗？需要对准方面的灵活性吗？是不是要求发热量低？需要长距离充电吗？需要大功率吗？每个发射器需要多个接收器？需要很小的外形尺寸吗？所有这些选项都是可以满足的，但通常需要进行折衷考虑。例如，大功率和低发热量并不总是能够同时满足。距离和效率基本上是背道而驰的。因此在为某种设备设计无线充电系统时理解用户需要什么以及如何对这些需求排定优先级是很重要的步。在用于衡量无线充电系统性能的指标中，效率永远是位的。天生高效的系统可以提供更远的距离、更好的方向灵活性、更低的发热量、更小的尺寸以及更小的电源漏电流。下面是无线充电系统中对效率有决定性影响的三个主要模块：无线充电系统的三大模块如果所有三个模块都工作在的估算效率（即图中所示的80%，70%和80%），那么总的系统效率约等于45%。对于一个5W的设备来说，需要用11W的发射功率才能提供全速充电，大约6W消散于设备本身（作为热量散发掉）和周围环境中，包括空气、装置和人体组织。在低功率情况下，这也许是安全和可接受的。但在较高功率时，比如电动汽车的充电，此时典型的充电功率至少要5kW，那么有6kW要损失在发射器、汽车和周围环境中，因此会引起严重的发热和安全问题。当无线充电系统的所有三个模块都工作在估算效率（即95%，90%和95%）时，总的系统效率大约为82%。在这种情况下，一个5W的设备只需发射器提供约6W的充电功率，只有1W因无效而损失掉。为了提高系统效率，设计师应专注于高效率元件，提高发射器与接收器之间的耦合程度。松下无线充电参考设计松下无线电源控制IC支持所有设备（DSC、DVC、随身听、手机、智能手机等），符合WPC（无线充电联盟）的WPC1.1（Qi标准）。松下无线电源方案采用了一个用于电力发射器（电池充电器）的发射端控制IC（NN32251A(＄5.0312)）和一个用于电力接收器（设备）的接收器控制IC（AN32258A），从而控制电力传输。NN32251A开发套件（Tx）NN32251A开发工具包的发射模块图像AN32258A开发套件（Rx）AN32258A开发工具包的接收模块图像支持各种基于WPC1.1（Qi标准）设备的无线充电。充电过程的异常检测和各种保护功能可确保安全性和可靠性。支持标准范围内的5W输出进行快速充电。提供外部低阻抗MOSFET的高效控制，降低功耗和生热。（AN32258）提供包括松下线圈和外围电路在内的解决方案，实现短理论到达时间（TAT）设计。松下无线充电应用示例TI10W无线电源解决方案无线电源系统包括充电板（发送器或主设备）和接收器（次级侧设备）。充电板和接收器接触时，两个器件中的线圈通过磁力作用耦合。电力通过耦合的电感器（如空气磁芯变压器）从发送器传输至接收器。控制传输电量的方法是向主器件发送反馈通信（错误信号）以提高或降低电量。发送器线圈在大部分情况下都处于断电状态，只是偶尔接通以检测是否存在接收器。如果接收器能够自我验证，则发送器将始终保持通电状态。10W高效率无线充电bq51025(＄5.1750)接收器不仅支持4.5V至10V可编程输出电压，而且与TIbq500215(＄566.8500)无线电源发送器相结合，还可在10W功率下实现高达84%的充电效率，从而可显著提高散热性能。该功能齐备的无线电源接收器解决方案尺寸仅为3.60毫米×2.89毫米，可设计应用在众多便携式工业设计方案中，包括零售终端扫描仪、手持式医疗诊断设备以及平板电脑和超级本等个人电子产品。发布的bq500215是一款专用的固定频率10W无线电源数字控制器发送器，兼容于5WQi接收器。该发送器采用增强型异物检测（FOD）方法在发送任何电源之前可进行异物检测，如果检测到过大损耗，便主动降低功率。bq51025/bq500215的主要特性与优势：快速充电接收器与TIbq500215控制器相结合，可在10W功率下实现高达84%的系统效率，从而可为1节及2节电池供电电子设备实现快速充电体验；符合Qi标准的通信与控制可确保与任何功率达5W的无线电源联盟Qi型发送器及接收器兼容。无线充电解决方案的I2C通信接口不仅有助于接收器在发送器表面更好地对齐，而且还支持在接收器和发送器之间发送专有数据包；无线电源评估板bq51025EVM-649(＄292.4200)无线电源接收器评估套件可帮助设计人员评估bq51025的工作与性能；bq500215EVM-648(＄566.8500)无线电源发送器评估板提供符合Qi标准无线充电板的所有基本功能。12V输入单线圈发送器可帮助设计人员加速产品上市进程。bq500215功能方框图德州仪器（TI）业界首款全面集成型10W无线充电解决方案，该解决方案的接收器及相应发送器更为高效，可帮助工业、医疗及个人电子产品的设计人员让设备在摆脱所有连接器的同时，更快、更高效地充电。此次推出的bq51025和bq500215目前都已投入量产，它们不仅支持防水、防尘以及便携式设计，而且还更快的为1节及2节（1S和2S）锂离子电池充电且不会产生过热。此外，该充电解决方案还兼容于市场上任何符合5WQi标准的产品，有助于消费类电子产品可以更为灵活的在比以往更多的地方充电。低功耗A1/A10发射器解决方案NXQ1TXA1无线功率发射控制器可以与恩智浦NT3H1201(＄0.6600)NTAGI2C解决方案结合，提供了添加自动蓝牙配对等令人兴奋的功能的选择，或允许用户配置他们的无线充电器，甚至在其启用NFC的智能手机上自动启动应用程序。该设计实施了恩智浦NWP2081半桥驱动器和恩智浦低RDSonNX2020N2沟道MOSFET，实现了高效率。由电源装置中的恩智浦GreenChipTEA1720(＄0.3640)高效开关模式电源（SMPS）控制器供电，该QiA1/A10无线电源发射器成为了更加优化的19V无线充电解决方案。方案原理图NXQ1TXA1结构框图Vishay无线充电解决方案新款无线充电发射线圈---IWTX-4646BE-50新款无线充电发射线圈---IWTX-4646BE-50，其可用于Qi无线充电底座。新的VishayDaleIWTX-4646BE-50采用耐用的结构和高磁导率的屏蔽，在19V输入电压下，使用符合WPC的传输和接收芯片组及VishayDaleIWAS-4832FF-50接收线圈，2.7mm间隔情况下的效率超过70%。IWTX-4646BE-50可与Vishay符合WPC的无线接收线圈配套使用，高饱和度铁粉不受永磁定位磁铁的影响。尺寸更大的铁氧体线圈在强磁场下会饱和，IWTX-4646BE-50在4000高斯磁场下的磁饱和为50%，可替代此类线圈。器件符合RoHS，在200kHz下的电感为24μH，电感公差为±5%，在+25℃下的DCR为71mΩ（±10%），200kHz下的典型Q值为185。发射线圈的引线长40mm，镀锡部分的长度为5mm，热额定电流为6A，饱和电流为20A，自谐振频率为7MHz。器件正在申请AEC-Q200，预计在2015年1季度完成，将用于汽车电子产品。新款无线充电接收线圈---IWAS-4832FE-50飞思卡尔5W多线圈发送器参考平台专门为汽车无线充电应用而设计。设计的是飞思卡尔MWCT1003AVLH(＄6.7860)发送控制器IC。该控制器IC管理并执行实现无线充电发送器解决方案所需要的所有控制功能。该解决方案提供一个高性能的无线充电系统，同时也考虑到了汽车复杂的工作环境。整个平台采用汽车级组件，并考虑了其他重要的汽车功能，以确保系统可以无缝集成。该设计符合无线充电联盟（WPC）的Qi规范，并已通过WPC-A13型发送器。如同所有飞思卡尔无线充电解决方案一样，该参考平台支持WPC定义的其他线圈类型。原理框图无线充电系统元件选择由于效率为王，而元件又决定了效率，那么在选择元件时了解你自己的想法就非常重要了。在无线充电领域中，开发高效率、前沿技术的元件公司有许多。举例来说，宜普（EPC）公司开发的增强型氮化镓（eGaN）晶体管具有高效率的开关性能，可以用来实现高性能的功率放大器。在天线方面，NuCurrent公司开发的天线结构可以实现高效率、高度灵活的小型天线。与此同时，像IDT、博通、TI和其他一些IC公司正在开发可以支持多种标准、各种功率电平和小型尺寸的IC.因此可选的余地很大，如果你是无线充电设计的新手，的方法是与元件供应商或设计咨询公司一起合作，因为他们理解无线充电的前景，可以帮助你快速跟踪设计需求，并把你介绍给战略开发合作伙伴。无线充电标准与法规在电子设备的无线充电方面目前已有多种标准，包括无线电力联盟（A4WP）、电力事件联盟（PMA）和无线充电联盟（WPC）。这些标准组织存在的目的就是提供发射器和接收器之间的互操作性平台，同时为满足法规要求的产品和元件创新提供指导。如果你的设备要求互操作性（用户需要在机场或当地咖啡店充电吗？），那么你的设计就应该围绕某个标准展开。一般来说，A4WP针对“松散耦合”系统提供了技术上的解决方案，WPC则拥有商用化程度的开发工具和组件，但它是“紧密耦合”系统（至少现在是这样）。PMA正在与A4WP合并，为它的共享标准提供“紧密耦合”技术。来源：维库电子市场网

直流电机简介直流电机（directcurrentmachine）是指能将直流电能转换成机械能（直流电动机）或将机械能转换成直流电能（直流发电机）的旋转电机。它是能实现直流电能和机械能互相转换的电机。当它作电动机运行时是直流电动机，将电能转换为机械能；作发电机运行时是直流发电机，将机械能转换为电能。直流电机的工作原理直流电机里边固定有环状永磁体，电流通过转子上的线圈产生安培力，当转子上的线圈与磁场平行时，再继续转受到的磁场方向将改变，因此此时转子末端的电刷跟转换片交替接触，从而线圈上的电流方向也改变，产生的洛伦兹力方向不变，所以电机能保持一个方向转动。直流发电机的工作原理就是把电枢线圈中感应的交变电动势，靠换向器配合电刷的换向作用，使之从电刷端引出时变为直流电动势的原理。感应电动势的方向按右手定则确定（磁感线指向手心，大拇指指向导体运动方向，其他四指的指向就是导体中感应电动势的方向）。导体受力的方向用左手定则确定。这一对电磁力形成了作用于电枢一个力矩，这个力矩在旋转电机里称为电磁转矩，转矩的方向是逆时针方向，企图使电枢逆时针方向转动。如果此电磁转矩能够克服电枢上的阻转矩（例如由摩擦引起的阻转矩以及其它负载转矩），电枢就能按逆时针方向旋转起来。直流电机驱动电路图与设计思路分析下面将为您详细介绍直流电机驱动设计需要注意的事项，低压驱动电路的简易栅极驱动、边沿延时驱动电路图解及其设计思路。以上是直流电机驱动电路图，下面为您详细介绍直流电机驱动设计需要注意的事项，低压驱动电路的简易栅极驱动、边沿延时驱动电路图解及其设计思路。一、直流电机驱动电路的设计目标在直流电机驱动电路的设计中，主要考虑一下几点：1.功能：电机是单向还是双向转动?需不需要调速?对于单向的电机驱动，只要用一个大功率三极管或场效应管或继电器直接带动电机即可，当电机需要双向转动时，可以使用由4个功率元件组成的H桥电路或者使用一个双刀双掷的继电器。如果不需要调速，只要使用继电器即可;但如果需要调速，可以使用三极管，场效应管等开关元件实现PWM(脉冲宽度调制)调速。2.性能：对于PWM调速的电机驱动电路，主要有以下性能指标。1)输出电流和电压范围，它决定着电路能驱动多大功率的电机。2)效率，高的效率不仅意味着节省电源，也会减少驱动电路的发热。要提高电路的效率，可以从保证功率器件的开关工作状态和防止共态导通(H桥或推挽电路可能出现的一个问题，即两个功率器件同时导通使电源短路)入手。3)对控制输入端的影响。功率电路对其输入端应有良好的信号隔离，防止有高电压大电流进入主控电路，这可以用高的输入阻抗或者光电耦合器实现隔离。4)对电源的影响。共态导通可以引起电源电压的瞬间下降造成高频电源污染;大的电流可能导致地线电位浮动。5)可靠性。电机驱动电路应该尽可能做到，无论加上何种控制信号，何种无源负载，电路都是安全的。1.输入与电平转换部分：输入信号线由DATA引入，1脚是地线，其余是信号线。注意1脚对地连接了一个2K欧的电阻。当驱动板与单片机分别供电时，这个电阻可以提供信号电流回流的通路。当驱动板与单片机共用一组电源时，这个电阻可以防止大电流沿着连线流入单片机主板的地线造成干扰。或者说，相当于把驱动板的地线与单片机的地线隔开，实现“一点接地”。高速运放KF347(也可以用TL084)的作用是比较器，把输入逻辑信号同来自指示灯和一个二极管的2.7V基准电压比较，转换成接近功率电源电压幅度的方波信号。KF347的输入电压范围不能接近负电源电压，否则会出错。因此在运放输入端增加了防止电压范围溢出的二极管。输入端的两个电阻一个用来限流，一个用来在输入悬空时把输入端拉到低电平。不能用LM339或其他任何开路输出的比较器代替运放，因为开路输出的高电平状态输出阻抗在1千欧以上，压降较大，后面的三极管将无法截止。2.栅极驱动部分：后面三极管和电阻，稳压管组成的电路进一步放大信号，驱动场效应管的栅极并利用场效应管本身的栅极电容(大约1000pF)进行延时，防止H桥上下两臂的场效应管同时导通(“共态导通”)造成电源短路。当运放输出端为低电平(约为1V至2V,不能完全达到零)时，下面的三极管截止，场效应管导通。上面的三极管导通，场效应管截止,输出为高电平。当运放输出端为高电平(约为VCC-(1V至2V),不能完全达到VCC)时，下面的三极管导通，场效应管截止。上面的三极管截止，场效应管导通,输出为低电平。上面的分析是静态的，下面讨论开关转换的动态过程：三极管导通电阻远小于2千欧，因此三极管由截止转换到导通时场效应管栅极电容上的电荷可以迅速释放，场效应管迅速截止。但是三极管由导通转换到截止时场效应管栅极通过2千欧电阻充电却需要一定的时间。相应的，场效应管由导通转换到截止的速度要比由截止转换到导通的速度快。假如两个三极管的开关动作是同时发生的，这个电路可以让上下两臂的场效应管先断后通，消除共态导通现象。实际上，运放输出电压变化需要一定的时间，这段时间内运放输出电压处于正负电源电压之间的中间值。这时两个三极管同时导通，场效应管就同时截止了。所以实际的电路比这种理想情况还要安全一些。场效应管栅极的12V稳压二极管用于防止场效应管栅极过压击穿。一般的场效应管栅极的耐压是18V或20V，直接加上24V电压将会击穿，因此这个稳压二极管不能用普通的二极管代替，但是可以用2千欧的电阻代替，同样能得到12V的分压。3.场效应管输出部分：大功率场效应管内部在源极和漏极之间反向并联有二极管，接成H桥使用时，相当于输出端已经并联了消除电压尖峰用的四个二极管，因此这里就没有外接二极管。输出端并联一个小电容(out1和out2之间)对降低电机产生的尖峰电压有一定的好处，但是在使用PWM时有产生尖峰电流的副作用，因此容量不宜过大。在使用小功率电机时这个电容可以略去。如果加这个电容的话，一定要用高耐压的，普通的瓷片电容可能会出现击穿短路的故障。输出端并联的由电阻和发光二极管,电容组成的电路指示电机的转动方向.4.性能指标：电源电压15~30V,持续输出电流5A/每个电机，短时间(10秒)可以达到10A,PWM频率可以用到30KHz(一般用1到10KHz)。电路板包含4个逻辑上独立的，输出端两两接成H桥的功率放大单元，可以直接用单片机控制。实现电机的双向转动和调速。5.布线：大电流线路要尽量的短粗，并且尽量避免经过过孔，一定要经过过孔的话要把过孔做大一些(>1mm)并且在焊盘上做一圈小的过孔，在焊接时用焊锡填满，否则可能会烧断。另外，如果使用了稳压管，场效应管源极对电源和地的导线要尽可能的短粗，否则在大电流时，这段导线上的压降可能会经过正偏的稳压管和导通的三极管将其烧毁。在一开始的设计中，NMOS管的源极于地之间曾经接入一个0.15欧的电阻用来检测电流，这个电阻就成了不断烧毁板子的罪魁祸首。当然如果把稳压管换成电阻就不存在这个问题了。二、低压驱动电路的简易栅极驱动一般功率场效应管的栅源电压为20V左右，所以在24V应用中要保证栅源电压不能超过20V，增加了电路的复杂程度。但在12V或更低电压的应用中，电路就可以大大简化。上图就是一个12V驱动桥的一边，上面电路的三极管部分被两个二极管和两个电阻代替。(注意，跟上图逻辑是反的)由于场效应管栅极电容的存在，通过R3，R4向栅极电容充电使场效应管延缓导通;而通过二极管直接将栅极电容放电使场效应管立即截止，从而避免了共态导通。这个电路要求在IN端输入的是边缘陡峭的方波脉冲，因此控制信号从单片机或者其他开路输出的设备接入后，要经过施密特触发器(比如555)或者推挽输出的高速比较器才能接到IN端。如果输入边缘过缓，二极管延时电路也就失去了作用。R3，R4的选取与IN信号边沿升降速度有关，信号边缘越陡峭，R3，R4可以选的越小，开关速度也就可以做的越快。Robocon比赛使用的升压电路(原理相似)中，IN前用的是555。三、边沿延时驱动电路在前级逻辑电路里，有意地对控制PMOS的下降沿和控制NMOS的上升沿进行延时，再整形成方波，也可以避免场效应管的共态导通。另外，这样做可以使后级的栅极驱动电路简化，可以是低阻推挽驱动栅极，不必考虑栅极电容，可以较好的适应不同的场效应管。2003年Robocon比赛采用的就是这种驱动电路。下图是两种边沿的延时电路：下图是对应的NMOS，PMOS栅极驱动电路：这个栅极驱动电路由两级三极管组成：前级提供驱动场效应管栅极所需的正确电压，后级是射极跟随器，降低输出阻抗，消除栅极电容的影响。为了保证不共态导通，输入的边沿要比较陡，上述先延时再整形的电路就可以做到。四、其它驱动电路继电器+半导体功率器件的想法：继电器有着电流大，工作稳定的优点，可以大大简化驱动电路的设计。在需要实现调速的电机驱动电路中，也可以充分利用继电器。有一个方案就是利用继电器来控制电流方向来改变电机转向，而用单个的特大电流场效应管(比如IRF3205，一般只有N型特大电流的管子)来实现PWM调速,如下右图所示。这样是实现特别大电流驱动的一个方法。换向的继电器要使用双刀双掷型的，接线如下左图,线圈接线如下中图：直流电机的组成结构（1）主磁极主磁极的作用是产生气隙磁场。主磁极由主磁极铁心和励磁绕组两部分组成。（2）换向极换向极的作用是改善换向，减小电机运行时电刷与换向器之间可能产生的换向火花，一般装在两个相邻主磁极之间，由换向极铁心和换向极绕组组成。（3）机座电机定子的外壳称为机座。机座的作用有两个：一是用来固定主磁极、换向极和端盖，并起整个电机的支撑和固定作用；二是机座本身也是磁路的一部分，借以构成磁极之间磁的通路，磁通通过的部分称为磁轭。为保证机座具有足够的机械强度和良好的导磁性能，一般为铸钢件或由钢板焊接而成。（4）电刷装置电刷装置是用来引入或引出直流电压和直流电流的。电刷装置由电刷、刷握、刷杆和刷杆座等组成。（五）电枢铁心电枢铁心是主磁路的主要部分，同时用以嵌放电枢绕组。（六）电枢绕组电枢绕组的作用是产生电磁转矩和感应电动势，是直流电机进行能量变换的关键部件，所以叫电枢。（七）换向器在直流电动机中，换向器配以电刷，能将外加直流电源转换为电枢线圈中的交变电流，使电磁转矩的方向恒定不变；（八）转轴转轴起转子旋转的支撑作用，需有一定的机械强度和刚度，一般用圆钢加工而成。转载自维库电子市场网。

在现代工业中，采用IGBT器件的电压源逆变器应用越来越多。为了保证可靠的运行，应当避免桥臂直通。桥臂直通将产生不必要的额外损耗，甚至引起发热失控，结果可能导致器件和整个逆变器被损坏。下图画出了IGBT一个桥臂的典型结构。在正常运行时，两个IGBT将依次开通和关断。如果两个器件同时导通，则电流急剧上升，此时的电流将仅由直流环路的杂散电感决定。图1电压源逆变器的典型结构当然，没有谁故意使两个IGBT同时开通，但是由于IGBT并不是理想开关器件，其开通时间和关断时间不是严格一致的。为了避免IGBT桥臂直通，通常建议在控制策略中加入所谓的“互锁延时时间”，或者通常叫做“死区时间”。这意味着其中一个IGBT要首先关断，然后在死区时间结束时再开通另外一个IGBT，这样，就能够避免由开通时间和关断时间不对称造成的直通现象。1.死区时间对逆变器工作的影响死区时间一方面可以避免桥臂直通，另一方面也会带来不利影响。以图2为例，首先假设输出电流按图示方向流动，而IGBTT1由开通到关断，经过一小段死区时间后IGBTT2由关断到开通。在有效死区时间内，两个开关管都是关断的，且续流二极管D2流过输出电流。此时负的直流电压加在输出侧，此时电压极性符合设计的要求。考虑另一种情况，T1由关断到开通，而T2由开通到关断，此时，由于电流还是沿着同一个方向，这一电流在死区时间依然流过，因此输出电压还是为负值，此时电压极性不是设计希望得到的。结论可以总结如下：在有效死区时间里，输出电压由输出电流决定，而非控制信号。图2电压源逆变器的一个桥臂如果我们假设输出电流的方向与图2所示相反，那么当T1由开通到关断，而T2由关断到开通时，也同样会出现类似上述情况。因此一般情况下，输出电压与输出电流会随着死区时间的加入而失真。如果我们选择过大的死区时间，对于感应电机的情况，系统将会变得不稳定。因此，仔细计算死区时间。本文主要讲述如何在实践中测量IGBT的延迟时间，以及如何根据测量值正确地计算控制死区时间。2.计算合适的死区时间如上所述，选择死区时间时，一方面应让它满足避免桥臂直通的要求，另一方面应让它尽可能地小，以确保电压源逆变器能正常工作。2.1计算死区时间的方法我们用下列公式计算控制死区时间：其中，td_off_max：关断延迟时间。td_on_min：开通延迟时间。tpdd_max：驱动器传输延迟时间。tpdd_min：驱动器传输延迟时间。1.2：安全裕度。在该公式中，项td_off_max-td_on_min为关断延迟时间和开通延迟时间之差。这一项主要描述IGBT器件结合所用的门极电阻的特性。由于上升和下降时间通常比延迟时间短很多，这里就不考虑它们。另一项tpdd_max-tpdd_min为由驱动器决定的传输延迟时间之差（延迟时间不匹配）。该参数通常可在驱动器制造商提供的驱动器数据表中查找到。对于基于光耦合器的驱动器，该参数值通常很大。有时可以用典型的数据表值乘以来自现场经验的安全系数来计算死区时间，但通常不够准确。因为IGBT数据表只提供标准工况对应的典型值，我们有必要获得特殊驱动工况对应的值。为此，必须进行一系列测量，以获得合适的延迟时间值，然后计算死区时间。2.2开关及延迟时间定义英飞凌按以下方式定义IGBT的开关时间：td_on：从Vge上升10%到Ic上升10%的时间。tr：从10%Ic到90%Ic的时间。td_off：从90%Vge到90%Ic的时间。tf：从90%Ic到10%Ic的时间。2.3IGBT门极电阻及驱动器输出阻抗的影响门极电阻设置会显著地影响开关延迟时间。一般来说，电阻越大则延迟时间越长。建议在实际应用的专用门极电阻条件下测量延迟时间。典型的开关时间与门极电阻的关系图如下图所示：图4开关时间与Rg在25°C时的关系图图5开关时间与Rg在125°C时的关系图所有试验都是用FP40R12KT3模块进行的，门极电压为-15V/+15V，DClink电压为600V，开关电流为标称电流40A2.4其他参数对延迟时间的影响除门极电阻值外，还有其它参数对延迟时间有显著影响：?集电极电流?门极驱动供电电压2.4.1开通延迟时间为了估计这一影响，须进行一系列测量。先研究开通延迟时间与电流之间的关系。结果如下图所示：图6开通延迟时间与开关电流Ic的关系图所有试验采用FP40R12KT3模块，DClink电压为600V，门极电阻根据数据表值选择。从以上结果中可以看出，集电极电流Ic发生变化时，开通延迟时间几乎保持不变。-15V/+15V的门极电压下的开通延迟时间，比0V/+15V的门极电压条件下要长。但该变化很小，且考虑到额外的安全裕量，因此可以忽略不计。2.4.2关断延迟时间关断延迟时间是计算死区时间时应考虑的重要因素。因为该值几乎完全决定终计算的死区时间是多长。所以我们将详细地研究该延迟时间。要想获得关断延迟时间，必须考虑到以下问题：1.IGBT器件自身产生的开通延迟时间是多少？2.如果IGBT的阈值电压为数据手册中的值，那么关断延迟时间是多少？（这个值反映了模块间Vth允许的误差）3.驱动器输出电平对开关时间的影响？4.双极晶体管输出电平的驱动器有何影响？考虑以上变量，我们使用FP40R12KT3和视为理想的驱动器在实验室对关断延迟时间进行了测试。测试条件为Vdc=600V，Rg=27?。测试结果如下图所示：关断延迟时间与Ic在25°C时的关系图关断延迟时间与Ic在25°C时的关系图从测试结果可知，随着开关电流Ic的减小，关断延迟时间显著增加。因此仅仅通过选定门极驱动电阻来简单地计算死区时间是不够的。在特定的驱动条件下测量延迟时间，然后再根据测量值来计算死区时间是一个更好且更的方法。通常情况下，通过测量1%常规电流条件下的延迟时间，足以计算需要的死区时间。这里还应考虑一个问题，即，采用0V/+15V的门极驱动电压时，关断延迟时间会增加，而且采用0V/+15V的驱动电压时，驱动器输出电平对开关时间的影响会更大。这意味着使用0V/+15V驱动电压时，需要特别注意对驱动器的选择。另外，集电极电流Ic较小时导致td_off增加的问题也需要考虑。3.如何减小死区时间为了正确计算控制死区时间，应当考虑以下驱动条件：?给IGBT施加的门极电压是多少？?选择的门极电阻值是多少？?驱动器的输出电平是什么类型？基于这些条件，可以进行延迟时间的测试，然后通过测试结果，使用公式(1)计算控制死区时间。由于死区时间对逆变器的性能有着负面影响，死区时间需要减小到值。可以采用下列几种方法：·采用足够大的驱动器来给IGBT门极提供峰值灌拉电流。·使用负电压来加速关断。·选择快速传递信号的驱动器，比如使用基于无磁芯变压器技术的驱动器会好于使用传统光耦技术的驱动器。·如果选用0V/15V的驱动电压，那么应该考虑使用独立的Rgon/Ggoff电阻。从2.3节显示的测量结果中可以看出，Td_off与门极电阻值有很强的相关性。如果Rgoff减小，则td_off及死区时间都会减少。英飞凌建议，在使用0V/15V的门极电压时，Rgoff值应减小至Rgon值的1/3。一种使用独立的Rgon和Rgoff的电路如下所示：门极电压为0V/15V时建议使用的电路R1的值应满足以下关系：从公式中可以看出，要想让R1为正值，Rgon必须大于2Rgint。但在一些模块中，这个要求并不可能满足。这种情况下，R1可以完全忽略。转载自维库电子市场网。

电容故障特点及维修电容损坏引发的故障在电子设备中是的，其中尤其以电解电容的损坏为常见。电容损坏表现为：容量变小;完全失去容量;漏电;短路。电容在电路中所起的作用不同，引起的故障也各有特点。在工控电路板中，数字电路占绝大多数，电容多用做电源滤波，用做信号耦合和振荡电路的电容较少。用在开关电源中的电解电容如果损坏，则开关电源可能不起振，没有电压输出;或者输出电压滤波不好，电路因电压不稳而发生逻辑混乱，表现为机器工作时好时坏或开不了机，如果电容并在数字电路的电源正负极之间，故障表现同上。这在电脑主板上表现尤其明显，很多电脑用了几年就出现有时开不了机，有时又可以开机的现象，打开机箱，往往可以看见有电解电容鼓包的现象，如果将电容拆下来量一下容量，发现比实际值要低很多。电容的寿命与环境温度直接有关，环境温度越高，电容寿命越短。这个规律不但适用电解电容，也适用其它电容。所以在寻找故障电容时应重点检查和热源靠得比较近的电容，如散热片旁及大功率元器件旁的电容，离其越近，损坏的可能性就越大。曾经修过一台X光探伤仪的电源，用户反映有烟从电源里冒出来，拆开机箱后发现有一只1000uF/350V的大电容有油质一样的东西流出来，拆下来一量容量只有几十uF，还发现只有这只电容与整流桥的散热片离得近，其它离得远的就完好无损，容量正常。另外有瓷片电容出现短路的情况，也发现电容离发热部件比较近。所以在检修查找时应有所侧重。有些电容漏电比较严重，用手指触摸时甚至会烫手，这种电容必须更换。在检修时好时坏的故障时，排除了接触不良的可能性以外，一般大部分就是电容损坏引起的故障了。所以在碰到此类故障时，可以将电容重点检查一下，换掉电容后往往令人惊喜。电阻损坏的特点与判别常看见许多初学者在检修电路时在电阻上折腾，又是拆又是焊的，其实修得多了，你只要了解了电阻的损坏特点，就不必大费周章。电阻是电器设备中数量多的元件，但不是损坏率的元件。电阻损坏以开路常见，阻值变大较少见，阻值变小十分少见。常见的有碳膜电阻、金属膜电阻、线绕电阻和保险电阻几种。前两种电阻应用广，其损坏的特点一是低阻值(100Ω以下)和高阻值(100kΩ以上)的损坏率较高，中间阻值(如几百欧到几十千欧)的极少损坏;二是低阻值电阻损坏时往往是烧焦发黑，很容易发现，而高阻值电阻损坏时很少有痕迹。线绕电阻一般用作大电流限流，阻值不大。圆柱形线绕电阻烧坏时有的会发黑或表面爆皮、裂纹，有的没有痕迹。水泥电阻是线绕电阻的一种，烧坏时可能会断裂，否则也没有可见痕迹。保险电阻烧坏时有的表面会炸掉一块皮，有的也没有什么痕迹，但绝不会烧焦发黑。根据以上特点，在检查电阻时可有所侧重，快速找出损坏的电阻。根据以上列出的特点，我们先可以观察一下电路板上低阻值电阻有没有烧黑的痕迹，再根据电阻损坏时绝大多数开路或阻值变大以及高阻值电阻容易损坏的特点，我们就可以用万用表在电路板上先直接量高阻值的电阻两端的阻值，如果量得阻值比标称阻值大，则这个电阻肯定损坏(要注意等阻值显示稳定后才下结论，因为电路中有可能并联电容元件，有一个充放电过程)，如果量得阻值比标称阻值小，则一般不用理会它。这样在电路板上每一个电阻都量一遍，即使“错杀”一千，也不会放过一个了。运算放大器好坏判别运算放大器好坏的判别对相当多的电子维修者有一定的难度，不只文化程度的关系，在此与大家共同探讨一下，希望对大家有所帮助。理想运算放大器具有“虚短”和“虚断”的特性，这两个特性对分析线性运用的运放电路十分有用。为了保证线性运用，运放必须在闭环(负反馈)下工作。如果没有负反馈，开环放大下的运放成为一个比较器。如果要判断器件的好坏，先应分清楚器件在电路中是做放大器用还是做比较器用。根据放大器虚短的原理，就是说如果这个运算放大器工作正常的话，其同向输入端和反向输入端电压必然相等，即使有差别也是mv级的，当然在某些高输入阻抗电路中，万用表的内阻会对电压测试有点影响，但一般也不会超过0.2V，如果有0.5V以上的差别，则放大器必坏无疑!(我是用的FLUKE179万用表)如果器件是做比较器用，则允许同向输入端和反向输入端不等。同向电压>反向电压，则输出电压接近正的值;同向电压SMT元件测试小窍门有些贴片元件非常细小，用普通万用表表笔测试检修时很不方便，一是容易造成短路，二是对涂有绝缘涂层的电路板不便接触到元件管脚的金属部分。这里告诉大家一个简便方法，会给检测带来不少方便。取两枚号的缝衣针，将之与万用表笔靠紧，然后取一根多股电缆里的细铜线，用细铜线将表笔和缝衣针绑在一起，再用焊锡焊牢。这样用带有细小针尖的表笔去测那些SMT元件的时候就再无短路之虞，而且针尖可以刺破绝缘涂层，直捣关键部位，再也不必费神去刮那些膜膜了。公共电源短路检修电路板维修中，如果碰到公共电源短路的故障往往头大，因为很多器件都共用同一电源，每一个用此电源的器件都有短路的嫌疑，如果板上元件不多，采用“锄大地”的方式终归可以找到短路点，如果元件太多，“锄大地”能不能锄到状况就要靠运气了。在此推荐一比较管用的方法，采用此法，事半功倍，往往能很快找到故障点。要有一个电压电流皆可调的电源，电压0-30V，电流0-3A，此电源不贵，300元左右。将开路电压调到器件电源电压水平，先将电流调至，将此电压加在电路的电源电压点如74系列芯片的5V和0V端，视乎短路程度，慢慢将电流增大，用手摸器件，当摸到某个器件发热明显，这个往往就是损坏的元件，可将之取下进一步测量确认。当然操作时电压一定不能超过器件的工作电压，并且不能接反，否则会烧坏其它好的器件。橡皮解决大问题工业控制用到的板卡越来越多，很多板卡采用金手指插入插槽的方式.由于工业现场环境恶劣，多尘、潮湿、多腐蚀气体的环境易使板卡产生接触不良故障，很多朋友可能通过更换板卡的方式解决了问题，但购买板卡的费用非常可观，尤其某些进口设备的板卡。其实大家不妨使用橡皮擦在金手指上反复擦几下，将金手指上的污物清理干净后，再试机，没准就解决了问题!方法简单又实用。电气故障分析各种时好时坏电气故障从概率大小来讲大概包括以下几种情况：1、接触不良板卡与插槽接触不良、缆线内部折断时通时不通、线插头及接线端子接触不好、元器件虚焊等皆属此类;2、信号受干扰对数字电路而言，在特定的情况条件下，故障才会呈现，有可能确实是干扰太大影响了控制系统使其出错，也有电路板个别元件参数或整体表现参数出现了变化，使抗干扰能力趋向临界点，从而出现故障;3、元器件热稳定性不好从大量的维修实践来看，其中首推电解电容的热稳定性不好，其次是其它电容、三极管、二极管、IC、电阻等;4、电路板上有湿气、尘土等湿气和积尘会导电，具有电阻效应，而且在热胀冷缩的过程中阻值还会变化，这个电阻值会同其它元件有并联效果，这个效果比较强时就会改变电路参数，使故障发生;5、软件也是考虑因素之一电路中许多参数使用软件来调整，某些参数的裕量调得太低，处于临界范围，当机器运行工况符合软件判定故障的理由时，那么报警就会出现。电容故障特点及维修电容损坏引发的故障在电子设备中是的，其中尤其以电解电容的损坏为常见。电容损坏表现为：容量变小;完全失去容量;漏电;短路。电容在电路中所起的作用不同，引起的故障也各有特点。在工控电路板中，数字电路占绝大多数，电容多用做电源滤波，用做信号耦合和振荡电路的电容较少。用在开关电源中的电解电容如果损坏，则开关电源可能不起振，没有电压输出;或者输出电压滤波不好，电路因电压不稳而发生逻辑混乱，表现为机器工作时好时坏或开不了机，如果电容并在数字电路的电源正负极之间，故障表现同上。这在电脑主板上表现尤其明显，很多电脑用了几年就出现有时开不了机，有时又可以开机的现象，打开机箱，往往可以看见有电解电容鼓包的现象，如果将电容拆下来量一下容量，发现比实际值要低很多。电容的寿命与环境温度直接有关，环境温度越高，电容寿命越短。这个规律不但适用电解电容，也适用其它电容。所以在寻找故障电容时应重点检查和热源靠得比较近的电容，如散热片旁及大功率元器件旁的电容，离其越近，损坏的可能性就越大。曾经修过一台X光探伤仪的电源，用户反映有烟从电源里冒出来，拆开机箱后发现有一只1000uF/350V的大电容有油质一样的东西流出来，拆下来一量容量只有几十uF，还发现只有这只电容与整流桥的散热片离得近，其它离得远的就完好无损，容量正常。另外有瓷片电容出现短路的情况，也发现电容离发热部件比较近。所以在检修查找时应有所侧重。有些电容漏电比较严重，用手指触摸时甚至会烫手，这种电容必须更换。在检修时好时坏的故障时，排除了接触不良的可能性以外，一般大部分就是电容损坏引起的故障了。所以在碰到此类故障时，可以将电容重点检查一下，换掉电容后往往令人惊喜。电阻损坏的特点与判别常看见许多初学者在检修电路时在电阻上折腾，又是拆又是焊的，其实修得多了，你只要了解了电阻的损坏特点，就不必大费周章。电阻是电器设备中数量多的元件，但不是损坏率的元件。电阻损坏以开路常见，阻值变大较少见，阻值变小十分少见。常见的有碳膜电阻、金属膜电阻、线绕电阻和保险电阻几种。前两种电阻应用广，其损坏的特点一是低阻值(100Ω以下)和高阻值(100kΩ以上)的损坏率较高，中间阻值(如几百欧到几十千欧)的极少损坏;二是低阻值电阻损坏时往往是烧焦发黑，很容易发现，而高阻值电阻损坏时很少有痕迹。线绕电阻一般用作大电流限流，阻值不大。圆柱形线绕电阻烧坏时有的会发黑或表面爆皮、裂纹，有的没有痕迹。水泥电阻是线绕电阻的一种，烧坏时可能会断裂，否则也没有可见痕迹。保险电阻烧坏时有的表面会炸掉一块皮，有的也没有什么痕迹，但绝不会烧焦发黑。根据以上特点，在检查电阻时可有所侧重，快速找出损坏的电阻。根据以上列出的特点，我们先可以观察一下电路板上低阻值电阻有没有烧黑的痕迹，再根据电阻损坏时绝大多数开路或阻值变大以及高阻值电阻容易损坏的特点，我们就可以用万用表在电路板上先直接量高阻值的电阻两端的阻值，如果量得阻值比标称阻值大，则这个电阻肯定损坏(要注意等阻值显示稳定后才下结论，因为电路中有可能并联电容元件，有一个充放电过程)，如果量得阻值比标称阻值小，则一般不用理会它。这样在电路板上每一个电阻都量一遍，即使“错杀”一千，也不会放过一个了。运算放大器好坏判别运算放大器好坏的判别对相当多的电子维修者有一定的难度，不只文化程度的关系，在此与大家共同探讨一下，希望对大家有所帮助。理想运算放大器具有“虚短”和“虚断”的特性，这两个特性对分析线性运用的运放电路十分有用。为了保证线性运用，运放必须在闭环(负反馈)下工作。如果没有负反馈，开环放大下的运放成为一个比较器。如果要判断器件的好坏，先应分清楚器件在电路中是做放大器用还是做比较器用。根据放大器虚短的原理，就是说如果这个运算放大器工作正常的话，其同向输入端和反向输入端电压必然相等，即使有差别也是mv级的，当然在某些高输入阻抗电路中，万用表的内阻会对电压测试有点影响，但一般也不会超过0.2V，如果有0.5V以上的差别，则放大器必坏无疑!(我是用的FLUKE179万用表)如果器件是做比较器用，则允许同向输入端和反向输入端不等。同向电压>反向电压，则输出电压接近正的值;同向电压SMT元件测试小窍门有些贴片元件非常细小，用普通万用表表笔测试检修时很不方便，一是容易造成短路，二是对涂有绝缘涂层的电路板不便接触到元件管脚的金属部分。这里告诉大家一个简便方法，会给检测带来不少方便。取两枚号的缝衣针，将之与万用表笔靠紧，然后取一根多股电缆里的细铜线，用细铜线将表笔和缝衣针绑在一起，再用焊锡焊牢。这样用带有细小针尖的表笔去测那些SMT元件的时候就再无短路之虞，而且针尖可以刺破绝缘涂层，直捣关键部位，再也不必费神去刮那些膜膜了。公共电源短路检修电路板维修中，如果碰到公共电源短路的故障往往头大，因为很多器件都共用同一电源，每一个用此电源的器件都有短路的嫌疑，如果板上元件不多，采用“锄大地”的方式终归可以找到短路点，如果元件太多，“锄大地”能不能锄到状况就要靠运气了。在此推荐一比较管用的方法，采用此法，事半功倍，往往能很快找到故障点。要有一个电压电流皆可调的电源，电压0-30V，电流0-3A，此电源不贵，300元左右。将开路电压调到器件电源电压水平，先将电流调至，将此电压加在电路的电源电压点如74系列芯片的5V和0V端，视乎短路程度，慢慢将电流增大，用手摸器件，当摸到某个器件发热明显，这个往往就是损坏的元件，可将之取下进一步测量确认。当然操作时电压一定不能超过器件的工作电压，并且不能接反，否则会烧坏其它好的器件。橡皮解决大问题工业控制用到的板卡越来越多，很多板卡采用金手指插入插槽的方式.由于工业现场环境恶劣，多尘、潮湿、多腐蚀气体的环境易使板卡产生接触不良故障，很多朋友可能通过更换板卡的方式解决了问题，但购买板卡的费用非常可观，尤其某些进口设备的板卡。其实大家不妨使用橡皮擦在金手指上反复擦几下，将金手指上的污物清理干净后，再试机，没准就解决了问题!方法简单又实用。电气故障分析各种时好时坏电气故障从概率大小来讲大概包括以下几种情况：1、接触不良板卡与插槽接触不良、缆线内部折断时通时不通、线插头及接线端子接触不好、元器件虚焊等皆属此类;2、信号受干扰对数字电路而言，在特定的情况条件下，故障才会呈现，有可能确实是干扰太大影响了控制系统使其出错，也有电路板个别元件参数或整体表现参数出现了变化，使抗干扰能力趋向临界点，从而出现故障;3、元器件热稳定性不好从大量的维修实践来看，其中首推电解电容的热稳定性不好，其次是其它电容、三极管、二极管、IC、电阻等;4、电路板上有湿气、尘土等湿气和积尘会导电，具有电阻效应，而且在热胀冷缩的过程中阻值还会变化，这个电阻值会同其它元件有并联效果，这个效果比较强时就会改变电路参数，使故障发生;5、软件也是考虑因素之一电路中许多参数使用软件来调整，某些参数的裕量调得太低，处于临界范围，当机器运行工况符合软件判定故障的理由时，那么报警就会出现。转载自维库电子市场网。

本文介绍了基于DSP芯片TMS320LF2407A并使用SPWM控制技术的全数字单相变频器的设计及实现方法，给出了实验波形。1TMS320LF2407A芯片简介TMS320LF2407A是TI公司专为电机控制而设计的单片DSP控制器。它具有高性能的C2XLP内核，采用改进的哈佛结构，四级流水线操作，它不仅具备强大高速的运算能力，而且内部集成了丰富的电机控制外围部件，如事件管理器EVA、EVB各包括3个独立的双向定时器;支持产生可编程的死区控制PWM输出;4个捕获口中的2个可直接连接来自光电编码器的正交编码脉冲;2个独立的10位8路A/D转换器可同时并行完成两个模拟输入的转换;片内的串行通信接口可用于与上位机通信;片内串行外设口用于与外设之间通信;40个可独立编程的复用I/O口可以选配成键盘输入和示波器显示的输入/输出口。这些为实现交流电机变频调速控制提供了极大的便利。2系统总体方案及硬件电路图1为系统硬件框图。在本系统中，以TMS320LF2407A为主要控制芯片，逆变器采用SPWM调制控制方式实现变频控制算法，系统硬件由主电路、显示电路、键盘输入电路以及检测与保护电路等组成。DSP首先从键盘采集需要的频率信号，接着通过运算产生相应的SPWM信号，通过光耦传给驱动电路再控制逆变桥中的功率管导通与关断，同时采集主电路中的有关信号并判断有无故障输出。若有故障则关断DSP的SPWM输出，从而关断主电路。2.1主电路组成图2为系统的主电路，由整流电路、滤波电路和逆变电路3部分组成。整流电路为三相不可控整流桥，由它将380V、50Hz交流电整流变换成脉动直流电。电路中采用滤波电容进行滤波，滤去电压纹波，同时滤波电容还在整流电路与逆变器之间起去耦作用，以消除相互干扰。整流后的直流电压平均值UO=1.35U2≈1.4U2=540V。U2为交流侧电压有效值。考虑到输入三相电有10%的波动，所以UO=500～560V。主电路图中的功率器件G1、G2、G3、G4表示是IGBT器件，其型号是MG50Q2YS40，耐压值为1200V，控制电压为土20V，电流为50A。R1为限流电阻，防止冲击电流对IGBT的损害。L1、L3为共模滤波器，HL1、HL2为电流霍尔元件，其作用为检测主电路的电流值，作为保护电路的输入信号;另外还用到电压霍尔元件，检测电压值，作为保护电路的输入信号和电压反馈信号，组成电压负反馈。采用SPWM技术控制的4个IGBT进行逆变，输出的交流电经过变压器变压后，再用LC滤波器进行滤波，输出220V频率可变的交流电。2.2驱动与保护电路图3为驱动电路原理。本系统逆变电路功率器件采用IGBT芯片，因此驱动电路选用4片三菱公司生产的驱动模块M57962L。该驱动模块为混合集成电路，将IGBT的驱动和过流保护集于一体。图3中M57962L的13脚接DSP的PWMl(其他3片M57962L分别接PWM2、PWM3、PWM4)，14脚接地，1、6脚分别接电源。另外，M57962L采用的是低电压驱动，即只有13脚输入负电位时才能驱动M57962L。这样做的优点在于防止出现干扰，当出现干扰波形时，采用低电平驱动的M57962L不能驱动。另外在关断过程中，如果电压变化过大，则会产生擎住现象，使IGBT失控，引起上下桥臂直通，因此，采用RC缓冲电路来抑制过电压和电压变化率du/dt。3系统的数字实现系统逆变器部分采用SPWM规则采样算法，其基本思想是使输出的脉冲按正弦规律变化，这样降低输出电压中的谐波分量，使输出电压更接近于正弦波。为了便于数字实现，用规则采样法生成SPWM脉冲序列，其原理如图4所示。因为三角载波频率比正弦波频率高很多，所以将三角载波uc的一个周期内的正弦调制波ut看作不变，这样在一个三角波周期，只需在B点取样，便可使生成的SPWM脉冲中点与对应三角波的中点(A点)重合，从而使SPWM脉冲的计算大为简化。设uc的幅值为1，正弦调制信号ut=Msinωtt，其中O≤M正弦函数值采用查表的方式求出。另外在每段的同步调制中取N为3的倍数。软件程序设计是逆变控制电路设计的。本系统软件主要包括：主程序、中断服务程序、PI调节程序、显示程序等。图5为主程序流程，图6为中断程序流程。在主程序中，完成DSP系统及外部设备初始化，I/O控制信号管理及正弦波信号产生和处理等。在中断程序中，完成电流、电压检测，PI调节计算，计算恒压频比下的调制度M和频率值，正弦波处理并给比较器CMPRl赋值等。4实验结果图7为同一桥臂上下管PWMl与PWM2波形。由图可见，上下桥臂设置了2μs的死区时间，以保证逆变电路的安全工作。图8为DSP发出的PWM波形，(1)、(2)为两个互补的等幅不等宽的脉冲信号。其中高电平为+5V，低电位为OV，脉冲宽度是按照正弦规律变化的。由于M57962L芯片采用的是负电位驱动，所以要采用电平转换电路。图9为终驱动IGBT的SPWM波形(转换后的SPWM波形)，从图中可以看出，波形的宽度是按照正弦规律变化的。图10(a)、(b)分别为f=200Hz和f=300Hz时的输出电压波形。实验结果表明，输出电压波形质量好，总谐波畸变率低。5结论基于DSP的数字控制技术能大大改善产品的一致性，克服模拟控制带来的产品性能分散性，同时增强了控制的柔性，简化了系统结构，提高了整个系统的稳定性和可靠性，有较好的应用前景。本设计应用TMS320LF2407A芯片采用SPWM控制技术，完成了将380V、50Hz的交流电源变换成输出220V、频率为100～400Hz可调的交流电源。通过对样机的实际测量表明，输出波形质量良好，克服了过去这类电源采用体积大的中频变压器时出现的噪声大、响应慢、波形畸变严重等缺点，是有较好应用前景的产品。来源：维库电子市场网

在电路设计过程中，应用工程师往往会忽视印刷电路板(PCB)的布局。通常遇到的问题是，电路的原理图是正确的，但并不起作用，或仅以低性能运行。在本篇博文中，我将向您介绍如何正确地布设运算放大器的电路板以确保其功能、性能和稳健性。我与一名实习生近在利用增益为2V/V、负荷为10k?、电源电压为+/-15V的非反相配置OPA191运算放大器进行设计。图1所示为该设计的原理图。图1：采用非反相配置的OPA191原理图我指派实习生为该设计布设电路板，同时为他做了PCB布设方面的一般指导（即尽可能缩短电路板的走线路径，同时将组件保持紧密排布，以减小电路板空间），然后让他自行设计。设计过程到底有多难？其实就是几个电阻器和电容器罢了，不是吗？图2所示为他首次尝试设计的布局。红线为电路板顶层的路径，而蓝线为底层的路径。图2：首次布局尝试方案当时，我意识到电路板布局并不像我想象的那样直观；我应该为他做一些更详细的指导。他在设计时完全遵从了我们的建议，缩短了走线路径，并将各部件紧密地排布在一起。但这种布局还可以进一步改善，从而减小电路板寄生阻抗并优化其性能。我们所做的首项改进是将电阻R1和R2移至OPA191的倒相引脚（引脚2）旁；这样有助于减小倒相引脚的杂散电容。运算放大器的倒相引脚是一个高阻抗节点，因此灵敏度较高。较长的走线路径可以作为电线，让高频噪音耦合进信号链。倒相引脚上的PCB电容会引发稳定性问题。因此，倒相引脚上的接点应该越小越好。将R1和R2移至引脚2旁，可以让负荷电阻器R3旋转180度，从而使去耦电容器C1更贴近OPA191的正电源引脚（引脚7）。让去耦电容器尽可能贴近电源引脚，这一点极其重要。如果去耦电容器与电源引脚之间的走线路径较长，会增大电源引脚的电感，从而降低性能。我们所做的另一项改进在于第二个去耦电容器C2。不应将VCC与C2的导孔连接放在电容器和电源引脚之间，而应布设在供电电压必须通过电容器进入器件电源引脚的位置。图3显示了移动每个部件和导孔从而改善布局的方法。图3：改进布局的各部件位置将各部件移至新位置后，仍可以做一些其他改进。您可以加宽走线路径，以减小电感，即相当于走线路径所连接的焊盘尺寸。还可以灌流电路板顶层和底层的接地层，从而为返回电流创造一个坚实的低阻抗路径。图4所示为我们的终布局。图4：终布局下当您布设印刷电路板时，务必遵循以下布设惯例：尽量缩短倒相引脚的连接。让去耦电容器尽量靠近电源引脚。如果使用了多个去耦电容器，将的去耦电容器放在离电源引脚近的位置。不要将导孔置于去耦电容和电源引脚之间。尽可能扩宽走线路径。不要让走线路径上出现90度的角。灌流至少一个坚实的接地层。不要为了用丝印层来标示部件而舍弃良好的布局。转载自维库电子市场网。

电导率是一个衡量水溶液导电能力的电学物理量，电阻率的倒数为电导率，用希腊字母κ表示，κ=1/ρ。一般意义上，电导率的测量温度是标准温度（25℃）。在液体中，水的电导率是衡量水质的一个重要指标。电导率的测量在日常生产和生活中有着比较广泛的应用，如测量饮用水的电导率用来检测水中所含电解质的浓度，用来测量沿海地下水的电导率来查看其地下水收海水的入侵程度，还可以用测量电导率的方式来辨别地沟油等。本文就是鉴于测量电导率的广泛应用而设计出了一种测量溶液电导率的智能测量仪。电导率测量仪测量所需要的正弦激励是由芯片AD5933(＄21.7080)来实现的。正弦信号的幅值和频率可以通过该芯片进行调节。当AD5933的外部接入负载时，负载阻抗经过傅里叶变换后的实部R和虚部I可以由AD5933计算出来并保存在内部寄存器中。由此可以计算出傅里叶变换后的幅值为：AD5933的硬件连接图如图1所示。图1AD5933的硬件连接图为了提高AD5933输出信号的，采用有源晶振芯片为其提供外部时钟，芯片的频率为16.384MHz。AD5933内部ADC的采样频率是外部时钟MCLK的1/16，这样终进入内部ADC的频率就是16.384/16=1.204MHz，由此得到芯片的分辨率为1.024MHz/1024=1kHz，，确保了扫描频率是1000的整数倍，这样就可以防止DFT计算时发生频谱泄露，保障其变换后结果的正确性。经过DFT变换后阻抗的实部和虚部保存到AD5933的寄存器中，单片机可以通过AD5933的SCL引脚和SDA引脚用总线的方式读取寄存器中的结果。AD5933输出的正弦波经过两个大小为100μF和100nF的电容并联进行直流分量的隔离，对运算放大器AD8605(＄0.7080)的输出端也采取了同样的措施来隔离输出信号中的直流分量。由于AD5933内部运放的同相输入端有一个1/2VDD的正向偏置电压，所以在AD8605的同相输入端也加入了一个1/2VDD的正向偏置电压，以保证正弦信号在达到峰值3V时不失真。温度测量电路由于水溶液的温度对测量结果有比较大的影响，所以需要测量出水溶液的温度，以对结果进行校正。电导率测量仪测量温度时采用了PT100(＄5.8752)铂电阻，其阻值随着温度的升高而变大，是正温度系数热敏电阻。将铂电阻和其他三个高电阻连接起来组成电桥电路，当电桥平衡时输出电压为0；当温度变化时电桥输出的电压也会发生变化。电桥的输出电压输入到由集成运放构成的差分放大器输入端，经过放大后送入AD转换器。该部分电路如图2所示。图2温度测量电路AD转换电路系统所用的AD转换芯片为AD7705(＄5.1240)。AD7705可以提供两个转换通道，同时对两路模拟信号进行转换。其输入信号的范围比较大，也比较高，而且还能够转换差分输入信号，应用比较广泛。其硬件电路如图3所示。图3AD7705的硬件连接图AD7705是差分输入，将通道1的AIN-引脚接地，AIN+引脚接经过运放放大后的电桥的输出电压，这样就可以转化成对电桥输出电压的模数转换。转换后的数据由引脚DOUT以串行的方式传输到单片机，单片机也可以由引脚DIN对AD7705进行配置。AD7705的基准电压由稳压二极管LM336(＄0.2750)稳压后得到，其稳压值为2.5V，外部时钟由频率为2.4567MHz的晶振电路提供。供电电路电导率仪所需的电压主要有5V和3V，通过稳压芯片HT7150和HT7130来实现。他们分别可以输出5V和3V的电压。HT7150的输入电压由24V的电池提供，其输出的5V电压用作HT7130的输入电压，这样就可以为系统提供所需电压。供电电路的硬件连接图如图4所示。图4供电电路为了方便多个电导率仪组成测量网络，在硬件设计时加入M-bus通信电路，这样多个电导率仪就可以以M-bus总线的方式组网，达到检测多个测点的目的。电导率测量仪的M-bus总线采用的供电方式为远程供电，电导率测量仪通过一条四芯电缆和其他M-bus主设备相连。其中，红白两条线用来供电，蓝绿两条线用来传输信号。主设备向电导率测量仪发送信号时用电压的变化来表示数字1和数字0。而电导率测量仪向主设备发送信号时则采用电流的变化来表示数字0和数字1。这样有利于减少干扰，提高通信的稳定性。在设计时，传感器本着节能、高效、低成本的原则进行设计，经过调试改进后能对大多数水溶液进行电导率的测量，使用方便，稳定可靠，基本实现了设计时的要求。编辑点评：电导率测量仪采用的微控制器是LPC932单片机，LPC932具有集成度高和成本低的特点。该单片机的封装体积比较小，有利于减小PCB板的面积。比较高的集成度也可以减少单片机外围器件的数量。LPC932只需要二到四个时钟周期的指令执行时间，与普通的80C51器件相比，其速度要快很多。来源：维库电子市场网

首先来讲讲电感品质因数Q的定义Q值是衡量电感器件的主要参数.是指电感器在某一频率的交流电压下工作时,所呈现的感抗与其等效损耗电阻之比.电感器的Q值越高,其损耗越小,效率越高.品质因数Q是反映线圈质量的重要参数，提高线圈的Q值，可以说是绕制线圈要注意的重点之一。那么，如何提高绕制线圈的Q值呢，下面介绍具体的方法：1、根据工作频率，选用线圈的导线工作于低频段的电感线圈，一般采用漆包线等带绝缘的导线绕制。工作频率高于几万赫，而低于2MHz的电路中，采用多股绝缘的导线绕制线圈，这样，可有效地增加导体的表面积，从而可以克服集肤效应的影响，使Q值比相同截面积的单根导线绕制的线圈高30%-50%。在频率高于2MHz的电路中，电感线圈应采用单根粗导线绕制，导线的直径一般为0.3mm-1.5mm。采用间绕的电感线圈，常用镀银铜线绕制，以增加导线表面的导电性。这时不宜选用多股导线绕制，因为多股绝缘线在频率很高时，线圈绝缘介质将引起额外的损耗，其效果反不如单根导线好。2、选用优质的线圈骨架，减少介质损耗在频率较高的场合，如短波波段，因为普通的线圈骨架，其介质损耗显著增加，因此，应选用高频介质材料，如高频瓷、聚四氟乙烯、聚苯乙烯等作为骨架，并采用间绕法绕制。3、选择合理的线圈尺寸可以减少损耗外径一定的单层线圈(φ20mm-30mm)，当绕组长度L与外径D的比值L/D=0.7时，其损耗;外径一定的多层线圈L/D=0.2-0.5，用t/D=0.25-0.1时，其损耗。绕组厚度t、绕组长度L和外径D之间满足3t+2L=D的情况下，损耗也。采用屏蔽罩的线圈，其L/D=0.8-1.2时。4、选定合理屏蔽罩的直径用屏蔽罩，会增加线圈的损耗，使Q值降低，因此屏蔽罩的尺寸不宜过小。然而屏蔽罩的尺寸过大，会增大体积，因而要选定合理屏蔽罩的直径尺寸。当屏蔽罩直径Ds与线圈直径D之比满足如下数值即Ds/D=1.6-2.5时，Q值降低不大于10%。5、采用磁芯可使线圈圈数显著减少线圈中采用磁芯，减少了线圈的圈数，不仅减小线圈的电阻值，有利Q值的提高，而且缩小了线圈的体积。6、线圈直径适当选大些，利于减小损耗在可能的条件下，线圈直径选得大一些，体积增大了一些，有利于减小线圈的损耗。一般接收机，单层线圈直径取12mm-30mm;多层线圈取6mm-13mm，但从体积考虑，也不宜超过20mm-25mm的范围。7、减小绕制线圈的分布电容尽量采用无骨架方式绕制线圈，或者绕制在凸筋式骨架上的线圈，能减小分布电容15%-20%;分段绕法能减小多层线圈的分布电容的1/3～l/2。对于多层线圈来说，直径D越小，绕组长度L越小或绕组厚度t越大，则分布电容越小。应当指出的是：经过漫渍和封涂后的线圈，其分布电容将增大20%-30%。总之，绕制线圈，始终把提高Q值，降低损耗，作为考虑的重点。转载自维库电子市场网。

一般认为MOSFET是电压驱动的，不需要驱动电流。然而，在MOS的GS两级之间有结电容存在，这个电容会让驱动MOS变的不那么简单。如果不考虑纹波和EMI等要求的话，MOS管开关速度越快越好，因为开关时间越短，开关损耗越小，而在开关电源中开关损耗占总损耗的很大一部分，因此MOS管驱动电路的好坏直接决定了电源的效率。对于一个MOS管，如果把GS之间的电压从0拉到管子的开启电压所用的时间越短，那么MOS管开启的速度就会越快。与此类似，如果把MOS管的GS电压从开启电压降到0V的时间越短，那么MOS管关断的速度也就越快由此我们可以知道，如果想在更短的时间内把GS电压拉高或者拉低，就要给MOS管栅极更大的瞬间驱动电流。大家常用的PWM芯片输出直接驱动MOS或者用三极管放大后再驱动MOS的方法，其实在瞬间驱动电流这块是有很大缺陷的。比较好的方法是使用专用的MOSFET驱动芯片如TC4420来驱动MOS管，这类的芯片一般有很大的瞬间输出电流，而且还兼容TTL电平输入，MOSFET驱动芯片的内部结构MOS驱动电路设计需要注意的地方：因为驱动线路走线会有寄生电感，而寄生电感和MOS管的结电容会组成一个LC振荡电路，如果直接把驱动芯片的输出端接到MOS管栅极的话，在PWM波的上升下降沿会产生很大的震荡，导致MOS管急剧发热甚至爆炸，一般的解决方法是在栅极串联10欧左右的电阻，降低LC振荡电路的Q值，使震荡迅速衰减掉。因为MOS管栅极高输入阻抗的特性，一点点静电或者干扰都可能导致MOS管误导通，所以建议在MOS管GS之间并联一个10K的电阻以降低输入阻抗如果担心附近功率线路上的干扰耦合过来产生瞬间高压击穿MOS管的话，可以在GS之间再并联一个18V左右的TVS瞬态抑制二极管，TVS可以认为是一个反应速度很快的稳压管，其瞬间可以承受的功率高达几百至上千瓦，可以用来吸收瞬间的干扰脉冲。MOS管驱动电路参考MOS管驱动电路的布线设计MOS管驱动线路的环路面积要尽可能小，否则可能会引入外来的电磁干扰驱动芯片的旁路电容要尽量靠近驱动芯片的VCC和GND引脚，否则走线的电感会很大程度上影响芯片的瞬间输出电流。常见的MOS管驱动波形如果出现了这样圆不溜秋的波形就等着核爆吧。有很大一部分时间管子都工作在线性区，损耗极其巨大。一般这种情况是布线太长电感太大，栅极电阻都救不了你，只能重新画板子。高频振铃严重的毁容方波。在上升下降沿震荡严重，这种情况管子一般瞬间死掉，跟上一个情况差不多，进线性区。原因也类似，主要是布线的问题。又胖又圆的肥猪波。上升下降沿极其缓慢，这是因为阻抗不匹配导致的。芯片驱动能力太差或者栅极电阻太大。果断换大电流的驱动芯片，栅极电阻往小调调就OK了。打肿脸充正弦的生于方波他们家的三角波。驱动电路阻抗超大发了。此乃管子必杀波。解决方法同上。大众脸型，人见人爱的方波。高低电平分明，电平这时候可以叫电平了，因为它平。边沿陡峭，开关速度快，损耗很小，略有震荡，可以接受，管子进不了线性区，强迫症的话可以适当调大栅极电阻。方方正正的帅哥波，无振铃无尖峰无线性损耗的三无产品，这就是完美的波形了。转载自维库电子市场网。

差分放大电路在数显表应用很多，本文以图文形式简单介绍差分信号、单端信号的概念及差分放大电路的作用，方便大家对差分放大电路相关知识有所了解。1、什么是单端信号？什么是差分信号？单端传输是指用一根信号线和一根地线来传输信号，信号线上传输的信号就是单端信号。优点是简单方便，缺点是抗干扰能力差。差分传输是指在两根线上都传输信号，这两个信号的大小相等，极性相反，这两根线上传输的信号就是差分信号(差模信号)。优点是抗干扰能力强，缺点是电路比单端传输的复杂。2、差分放大电路有什么作用？差分放大电路又称为差动放大电路，当该电路的两个输入端的电压有差别时，输出电压才有变动，因此称为差动。差分放大电路有差模和共模两种基本输入信号，那么什么是共模信号呢？当两输入端所接信号大小相等，极性相反时，称为差模输入信号；当两输入端所接信号大小相等、极性相同时，称为共模信号。实际应用中，温度的变化各种环境噪声的影响时共模噪声，也称为对地噪声，指的是两根线分别对地的噪声。差分放大电路时直接耦合放大电路的基本组成单元，对于共模信号起到很强的抑制作用，未对差模信号起到放大租用，并且电路的放大能力与输出方式有关。差分放大电路相关知识就简单介绍到这里。转载自维库电子市场网。

串联在串联时，需要注意静态截止电压和动态截止电压的对称分布。在静态时，由于串联各元件的截止漏电流具有不同的制造偏差，导致具有漏电流的元件承受了的电压，甚至达到擎住状态。但只要元件具有足够的擎住稳定性，则无必要在线路中采用均压电阻。只有当截止电压大于1200V的元件串联时，一般来说才有必要外加一个并联电阻。假设截止漏电流不随电压变化，同时忽略电阻的误差，则对于n个具有给定截止电压VR的二极管的串联电路，我们可以得到一个简化的计算电阻的公式：以上Vm是串联电路中电压的值，△Ir是二极管漏电流的偏差，条件是运行温度为值。我们可以做一个安全的假设：上式中，Irm是由制造商所给定的。利用以上估计，电阻中的电流大约是二极管漏电流的六倍。经验表明，当流经电阻的电流约为截止电压下二极管漏电流的三倍时，该电阻值便是足够的。但即使在此条件下，电阻中仍会出现可观的损耗。原则上，动态的电压分布不同于静态的电压分布。如果一个二极管pn结的载流子小时得比另外一个要快，那么它也就更早地承受电压。如果忽略电容的偏差，那么在n个给定截止电压值Vr的二极管相串联时，我们可以采用一个简化的计算并联电容的方法：以上△QRR是二极管存储电量的偏差。我们可以做一个充分安全的假设：条件是所有的二极管均出自同一个制造批号。△QRR由半导体制造商所给出。除了续流二极管关断时出现的存储电量之外，在电容中存储的电量也同样需要由正在开通的IGBT来接替。根据上述设计公式，我们发现总的存储电量值可能会达到单个二极管的存储电量的两倍。一般来说，续流二极管的串联电流并不多见，原因还在于存在下列附件的损耗源：1、pn结的n重扩散电压;2、并联电阻中的损耗；3，需要由IGBT接替的附加存储电量4、由RC电路而导致的元件的增加。所以在高截止电压的二极管可以被采用时，一般不采用串联方案。的例外是当应用电路要求很短的开关时间和很低的存储电量时，这两点正好是地奈亚二极管所具备的。当然此时系统的通态损耗也会大大增加。并联并联并不需要附加的RC缓冲电路。重要的是在并联时通态电压的偏差应尽可能小。一个判断二极管是否适合并联的重要参数是其通态电压对温度的依赖性。如果通态电压随温度的增加而下降，则它具有负的温度系数。对于损耗来说，这是一个优点。如果通态电压随温度的增加而增加，则温度系数为正。在典型的并联应用中，这是一个优点，其原因在于，较热的二极管将承受较低电流，从而导致系统的稳定。因为二极管总是存在一定的制造偏差，所以在二极管并联时，一个较大的负温度系数（＞2mV/K）则有可能产生温升失衡的危险。并联的二极管会产生热耦合1、在多个芯片并联的模块中通过基片；2、在多个模块并联于一块散热片时通过散热器一般对于较弱的负温度系数来说，这类热偶合足以避免具有通态电压的二极管走向温度失衡。但对于负温度系数值＞2mM/K的二极管，我们则建议降额使用，即总的额定电流应当小于各二极管额定电流的总和。转载自维库电子市场网。

简介在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流、绕线电阻、机械尺寸等等。本文专注于解释——电感上的DC电流效应，这也会为选择合适的电感提供必要的信息。理解电感的功能电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。在状态1过程中，电感会通过（高边“high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。我们利用电感上电压计算公式：V=L(dI/dt)因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示：通过上图我们可以看到，流过电感的电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：其中，ton是状态1的时间，T是开关周期（开关频率的倒数），DC为状态1的占空比。警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作计算：同步转换电路：异步转换电路：其中，Rs为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf是肖特基二极管的正向压降。R是Rs加MOSFET导通电阻，R=Rs+Rm。电感磁芯的饱和度通过已经计算的电感峰值电流，我们可以发现电感上产生了什么。很容易会知道，随着通过电感的电流增加，它的电感量会减小。这是由于磁芯材料的物理特性决定的。电感量会减少多少就很重要了：如果电感量减小很多，转换器就不会正常工作了。当通过电感的电流大到电感实效的程度，此时的电流称为“饱和电流”。这也是电感的基本参数。实际上，转换电路中的开关功率电感总会有一个“软”饱和度。要了解这个概念可以观察实际测量的电感VsDC电流的曲线：当电流增加到一定程度后，电感量就不会急剧下降了，这就称为“软”饱和特性。如果电流再增加，电感就会损坏了。注意：电感量下降在很多类的电感中都会存在。例如：toroids，gappedE-cores等。但是，rodcore电感就不会有这种变化。有了这个软饱和的特性，我们就可以知道在所有的转换器中为什么都会规定在DC输出电流下的电感量；而且由于纹波电流的变化也不会严重影响电感量。在所有的应用中都希望纹波电流尽量的小，因为它会影响输出电压的纹波。这也就是为什么大家总是很关心DC输出电流下的电感量，而会在Spec中忽略纹波电流下的电感量。转载自维库电子市场网。

国内领先的信号链芯片及其解决方案提供商苏州纳芯微电子股份有限公司(以下简称“纳芯微”)宣布推出五款I²C总线接口类芯片产品，适用于各种工业、企业和消费类应用中的控制总线设计，例如安防、电力电子、个人电脑、企业交换机、服务器等领域。该系列新产品包括I²C/SMBus通用总线I/O扩展器NCA9555、I²C/SMBus热插拔缓冲器NCA9511、四通道I²C/SMBus多路复用器NCA9545、I²C/SMBus双路双向缓冲器NCA9617以及I²C/SMBus电平转换器NCA9306，这五款芯片可在-40℃至85℃的宽温工作范围内稳定运行，闩锁性能超过100mA，均符合JESD78II类规范，兼容绝大部分MCUI/O电平，提高系统集成度，并带来更优的性能和更低的成本。国内领先的信号链芯片及其解决方案提供商苏州纳芯微电子股份有限公司(以下简称“纳芯微”)宣布推出五款I²C总线接口类芯片产品，适用于各种工业、企业和消费类应用中的控制总线设计，例如安防、电力电子、个人电脑、企业交换机、服务器等领域。该系列新产品包括I²C/SMBus通用总线I/O扩展器NCA9555、I²C/SMBus热插拔缓冲器NCA9511、四通道I²C/SMBus多路复用器NCA9545、I²C/SMBus双路双向缓冲器NCA9617以及I²C/SMBus电平转换器NCA9306，这五款芯片可在-40℃至85℃的宽温工作范围内稳定运行，闩锁性能超过100mA，均符合JESD78II类规范，兼容绝大部分MCUI/O电平，提高系统集成度，并带来更优的性能和更低的成本。NCA9xxx系列产品可以为工程师提供最大的控制总线设计灵活性。伴随物联网等应用的发展，系统设计复杂度在持续增加，多个主设备和大量终端设备往往存在于一个系统中，多设备之间互连所导致的超长走线进一步影响增加控制总线布局难度，也带来更多信号完整性的挑战，NCA9xxx提供了应对这些挑战的理想解决方案。利用NCA9xxx系列芯片，工程师不但能让系统满足功能拓展需求，还能简化电路设计从而改善信号完整性与EMI，最终有效节省开发时间并降低系统总成本。NCA9xxx全兼容市场主流I²C接口类芯片，用户无需修改设计就可以直接更换，降低成本并提高性能，帮助客户应对因国际贸易纠纷而导致的供应风险。“I²C是当前最通用的设备管理总线，应用广泛，开发成本低，广受工程师喜爱。NCA9xxx系列I²C接口产品满足工业级温度要求，兼容市面大部分MCU的接口电平，完全满足系统开发中对I²C总线的功能与性能需求。该系列产品从设计、制造到封装测试全部实现国产化，确保供应的安全与可靠。此外，纳芯微还提供灵活的库存管理机制，以更好地满足国内客户的交付需求。”——纳芯微电子CEO王升杨纳芯微NCA9xxxI²C接口产品系列采用业界通用的小型封装，包括TSSOP24、MSOP8、SOP8、TSSOP20、TSSOP16等。NCA9xxx系列产品介绍NCA9555具有中断输出和可配置寄存器的16位I²C和SMBusI/O扩展器NCA9555是一款24针CMOS器件，可为I²C总线应用提供16位通用并行输入/输出（GPIO）扩展。当ACPI电源开关，传感器，按钮，LED，风扇等需要额外的I/O时，它提供了一种简单的解决方案，实现低至0.25uA的待机功耗。产品特点：I²C至并行端口扩展器16GPIO端口,默认输入工作电压2.3~5.5V3地址引脚，支持8个不同地址开漏电路低电平有效中断输出可耐受5V电压的I/O端口兼容大多数微控制器400kHz快速I²C总线极性反转寄存器具有最大高电流驱动能力的锁存输出，可用于直接驱动LED锁断性能超过100mANCA9511热插拔I²C总线和SMBus缓冲器NCA9511是一款可热插拔的I²C总线缓冲器，支持将I/O卡插入带电背板，而不会损坏数据和时钟总线。控制电路可防止背板侧I²C线（输入）连接到卡侧I²C线（输出），直到背板上发生停止命令或总线空闲状态而卡上没有总线争用为止。建立连接后，该设备将提供双向缓冲，从而使背板和卡的电容保持分离。在插入过程中，SDA和SCL线被预充电至1V，以最大程度地减小为器件的寄生电容充电所需的电流。产品特点：支持I²C总线信号双向数据传输工作电源电压范围为2.3V至5.5VTA环境空气温度范围-40°C至105°C对所有SDA和SCL线路的1V预充电可防止带电板插入过程中发生损坏可适应标准模式及快速模式I²C器件支持时钟展宽、仲裁及同步断电高阻抗I²C引脚NCA9545具有中断逻辑和复位功能的4通道I²C和SMBus多路复用器NCA9545是一款通过I²C总线控制的四路双向转换开关，支持热插拔。串行时钟/串行数据（SCL/SDA）上行对分散到四个下行对，或者通道。根据可编程控制寄存器的内容，可选择任一单独SCn/SDn通道组合。提供四个中断输入（INT3-INT0），每个中断输入针对一个下行对。一个中断(INT）输出可作为四个中断输入的与（AND）操作。产品特点：4选1I²C选择器支持4中断输入，1输出2地址引脚，支持4个不同地址0~400KI²C时钟电源电压范围2.3V~5.5V闩锁性能超过JESD78要求的100mANCA9617I²C和SMBus双路双向缓冲器NCA9617是一款专门用于I²C总线和SMBus双路双向缓冲器，支持标准模式、快速模式（400kHz）和快速模式+（1MHz)。此器件可在混合应用中提供低电压(低至0.8V）和较高电压（2.2V至5.5V）间的双向电压电平转换（上行转换模式和下行转换模式）。电平转换期间，在不损失系统性能的情况下可扩展I²C和相似的总线系统。产品特点：双通道双向缓冲器支持标准模式/400K/1MhzI²C模式0.8V~5.5V到2.2V~5.5V电平转换;VCC掉电时I²CBUS高阻态闩锁性能超过JESD78要求的100mANCA93062位双向I²C总线和SMBus电平转换器NCA9306器件是一款采用使能（EN）输入的双路双向I²C和SMBus电压电平转换器，可以在1.2V到5V之间实现双向电压转换而无需使用方向引脚。此开关具有低导通状态电阻（RON)，最大传播延迟小于1.5ns，可以在最短传播延迟情况下建立连接。当EN为高电平时，转换器开关打开，并且SCL1和SDA1I/O被分别连接至SCL2和SDA2I/O，从而实现端口间的双向数据流。当EN为低电平时，转换器开关关闭，在端口之间存在一个高阻抗状态。除了电压转换，在快速模式通信过程中控制EN引脚以断开较慢总线的连接，NCA9306器件还可用于将400kHz总线与100kHz总线隔离开。产品特点：双通道双向电平转换可实现以下电压之间的电压电平转换1.2Vto1.8V/2.5V/3.3V/5V1.8Vto2.5V/3.3V/5V2.5Vto3.3V/5V3.3Vto5V0~1MhzI²C时钟漏极开路I²CI/O端口闩锁性能超过JESD78要求的100mA转载自唯样电子资讯。

利用晶闸管电路把直流电转变成交流电，这种对应于整流的逆向过程，定义为逆变。例如：应用晶闸管的电力机车，当下坡时使直流电动机作为发电机制动运行，机车的位能转变成电能，反送到交流电网中去。又如运转着的直流电动机，要使它迅速制动，也可让电动机作发电机运行，把电动机的动能转变为电能，反送到电网中去。1、基于STM32单片机SPWM逆变电源设计功能描述：单片机采用:STM32单片机(型号:STM32F030F4P6)输出：正弦波频率：可调；幅值：可调；SPWM逆变原理：单片机SPWM驱动H桥+后级滤波；调节方式：频率加按键、频率减按键、幅值加按键、幅值减按键；频率调节范围：10hz、20hz、30hz、40hz、50hz、100hz、200hz、300hz、400hz、500hz幅值调节范围：1/10，2/10，3/10,4/10,5/10，6/10,7/10,8/10,9/1010/10；输出最大电流：2A；输入电压范围：DC（直流）4.5V-40V；方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/94962、基于STC15F单片机三相逆变电源板资料(原理图+源码+参考文档)功能说明：系统组成：采用STC15F2K60S2单片机，产生三路SPWM驱动IR2104驱动IC，进而驱动三相H桥电路，通过后级LC滤波电路，即可得出三相逆变电压。硬件组成：STC15F2k60S2单片机+IR2104+三路H桥+LCD1602液晶+按键；逆变原理：单片机SPWM驱动H桥+后级滤波；调节方式：频率加按键、频率减按键、幅值加按键、幅值减按键；频率调节范围：10hz、20hz、30hz、40hz、50hz、100hz、200hz、300hz、400hz、500hz幅值调节范围：1/10，2/10，3/10,4/10,5/10，6/10,7/10,8/10,9/1010/10；输出最大电流：2A；输入电压范围：DC（直流）12V-40V；资料说明：附件内容提供AD格式原理图PCB工程文件,用altiumDesigner打开。程序采用C语言编写，通过keil软件编译，文件为工程源代码。技术咨询QQ：2067054198方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/183783、基于STM32F030逆变电源模块产品原理简介：本模块可以将6V到40V的直流输入电压转换成±6V-±40V的交流电压，模块采用STM32F030F4P6单片机产生两路单极性SPWM波驱动L298模块，L298模块内部集成H桥电路，并集成了驱动H桥的电路，只需在L298输出端添加LC滤波电路即滤波出平滑的正弦电压波形，并可带负载，输出电流可达1.5A；购买模块送有配套单片机源程序及电路原理图和文档教程。产品性能参数：STM32（M0内核）单片机（STM32F030F4P6）产生两路单极性SPWM波,板载SWD下载接口，方便用户自行编程；后级LC滤波输出，波形平滑；输出频率范围(2-200hz);注：随着频率增加误差会加大，200hz时实际输出为182hz。输入直流电压范围（6~40V）；输出交流峰值电压范围（±6~±40V）；注：此幅值为峰值。输出最大电流1.5A；按键或串口（连接上位机）均可调节输出频率和幅值；输入电源防反接；输出过流保护（保护阈值2A）；输出过流保护时关闭输出，待检测到电流小于0.12A时，在5秒后尝试再次输出；频率步进值：1hz。允许误差精度0.005%-0.1%。幅值步进值：1V。允许幅值误差±1.5V。OLED显示：输入电压值（测量误差±1.5V），输出电压及频率值（均为设定值）。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/149624、2017年电赛A题——三相逆变电源EG8030测试板1.总体介绍EG8030+EG3012+EG1181三相纯正弦波逆变器典型应用：采用48V蓄电池为直流母线供电以EG8030为逆变器主控单元通过半桥驱动芯片EG3012驱动功率MOSFET三相全桥逆变输出三相SPWM经过三相工频变压器升压滤波三相工频升压变压器采用Δ-Y连接方式，四线输出相电压为220V，线电压为380V的纯正弦波三相电源。板上所需+15V驱动电源采用DC-DC降压型开关电源芯片EG1181进行48V降压转换。本应用中EG8030工作在三相同步闭环稳压模式，电压反馈采用三个小变压器隔离采样。实现的功能有：实现三相SPWM实现三相交流电总体实现原理：以EG8030为逆变器主控单元产生SPWM波通过半桥驱动芯片EG3012驱动功率MOSFET方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/138965、STM32单片机SPWM逆变电源模块制作资料功能说明：本模块可以将4.5V到35V的直流输入电压转换成±4.5V-±35V的交流电压，模块采用STM32F030F4P6单片机产生SPWM波驱动L298模块，L298模块内部集成H桥电路，并集成了驱动H桥的电路，大大减小了SPWM驱动H桥的难度，只需要在L298输出端添加LC滤波电路即可滤出平滑的正弦电压波形，并可带负载，输出电流可达1.5A；方便您学习单片机产生SPWM原理；还可通过串口指令控制输出幅值和频率；STM32单片机（STM32F030F4P6）产生两路SPWM波,板载串口下载接口，方便用户自行编程；后级LC滤波输出，波形平滑度高；输出频率可通过按键或串口调节,范围为10HZ-500HZ；输入直流电压范围（4.5~35V）；输出交流有效电压范围（3.1~24V）；输出最大电流1.5A；宽电压输入，无需额外驱动IC供电电源方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/92396、基于51单片机SPWM逆变电源设计带过流保护功能（液晶显示）功能简要说明：输出：正弦波频率：可调；幅值：可调；逆变原理：51单片机SPWM驱动H桥+后级滤波；调节方式：频率加按键、频率减按键、幅值加按键、幅值减按键；频率调节范围：10hz、20hz、30hz、40hz、50hz、60hz、70hz、80hz、100hz；幅值调节范围：0%，10%，20%，30%,40%,50%，60%,70%,80%,90%，100%；（输出峰值占输入电压百分比）输出最大电流：2A；过流打嗝保护：过流保护值2A，过流时切断，5秒后尝试恢复输出；输入电压范围：DC（直流）5V-40V；输出交流电压范围：±5V-±40V；资料说明：附件内容提供AD格式原理图PCB工程文件,用altiumDesigner打开。程序采用C语言编写，通过keil软件编译，文件为工程源代码。技术咨询QQ：2067054198(咨询时请说明来自电路城)；方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/132287、FPGA(VerilogHDL语言)的单相正弦逆变电源设计（可调输出正弦波频率）本设计经过我亲自测量各部分输出波形，是有效的，具体可实现功能为：使用FPGA为逆变电源的控制器产生SPWM控制波形，通过光耦隔离电路，驱动电路、逆变主电路、滤波电路后可以得到正弦波。使用FPGA开发板上的按键可以控制正弦波电压的频率步进和步减。方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/125128、基于stc12c5608AD单片机SPWM逆变电源设计原理图PCB源程序功能参数：输出：正弦波频率：可调；幅值：可调；所用全桥为L298；逆变原理：单片机SPWM驱动H桥+后级滤波；调节方式：频率加按键、频率减按键、幅值加按键、幅值减按键；频率调节范围：10hz、20hz、30hz、40hz、50hz、100hz、200hz、300hz、400hz、500hz幅值调节范围：1/10，2/10，3/10,4/10,5/10，6/10,7/10,8/10,9/1010/10；输出最大电流：2A；输入电压范围：DC（直流）4.5V-40V；方案链接：https://www.cirmall.com/circuit/4930来源：电路城

在电气智能化发展无处不在的今天，无数用电场合离不开逆变电源系统(InvertedPowerSupplySystem，IPS)为现场设备提供稳定的高质量电源，特别在如通信机房、服务器工作站、交通枢纽调度中心、医院、电力、工矿企业等对电源保障有苛刻要求的场合。许多IPS产品因遵循传统设计而不符合或落后于现代电源理念，突出表现为控制模块的单一复杂化，控制器芯片落后且控制任务繁重，模拟闭环控制而得不到理想的监控和反馈调节效果，并由此带来单个控制设备软硬件设计上的隐患，这对IPS电源输出造成不利影响，甚至对用电设备因为供电故障而导致灾难性后果。数字化控制技术日趋成熟，而且在某些理念的电源设备控制应用场合得到应用，凸显出模块化、数字化控制已成为一种必然的趋势。本文描述了基于ARM7Cortex-M3的单片机STM32F103和TIC2000系列DSP芯片TMS320F2808联合控制的IPS控制电路，针对上述产品中的不足而提出了改进。所设计的IPS控制电路通过测试仿真及现场测试结果证明，这种新型IPS设计改善了IPS结构设计，满足IPS运作的高要求，而且丰富了远程监控等人机交互接口，从而也间接多方面节约用户的管理成本。1逆变电源整体介绍为满足电源敏感性设备对逆变电源的要求，目标IPS采用本次设计的电路作为;以高速数字信号微处理器(DSPTMS320F2808)及外围器件作为信号产生及反馈检测调整模块;以ARM7单片机STM32F103及其外设作为人机交互逻辑控制模块，两个模块交互协同控制。应用硬件自反馈调节SPWM波形输出，采用DSP数字化算法提供高锁相技术。软件编程进行全数字化分任务模块控制，DSP模块执行IGBT逆变所需的控制波形产生、反馈调节、铅酸蓄电池充电波形产生及调节、自检和自侦测功能，对电路板上所有独立电路连接进行自检和故障分析等功能。而ARM7模块执行参数设定、运行管理、环境参数监控和人机交互处理等任务。DSP模块控制力求精准，ARM模块则具备完善的系统级事件管理功能。如图1所示，两个模块在任务上相互独立而又紧密联系，分工协调共同维护IPS的正常运转。2双核控制系统的组成2.1DSP控制模块该模块是逆变信号产生及反馈检测调整模块，是一片C2000系列高性能DSP处理器TMS320F2808（以下简称F2808）,F2808产生的SPWM信号经过CPLD进行逻辑延时移相形成三相逆变器IGBT控制信号。F2808是德州仪器（TI）公司的一款高速DSP芯片，运行速度可达100MIPS,为适应工控强干扰环境，F2808内部集成了增强型输入捕获单元（eCAP）和带死区控制功能的输出比较PWM产生单元（ePWM）,12位16通道快速ADC单元；内核支持用于定点DSP实现浮点运算的IQ变换函数库；还有诸如SCI,SPI,eCAN等丰富而通用的外设接口。如图2所示，设计中F2808的主要任务是监控IPS功率部分的开关状态和动作，根据逆变器和负载状态反馈调整3路SPWM波形的输出，电池充电脉冲控制。DSP输出的3路SPWM信号直接送给CPLD,经过CPLD的等间隔脉冲延迟移相作为逆变器产生U,V,W三相电的控制波形。2.2人机交互全局控制模块人机交互控制模块是此IPS设计中为复杂的数字化管理模块，它不仅监测和管理逆变系统的运作，还要保证IPS控制器与外界的通信。设计中要求人机交互模块能处理复杂的任务调度和很强的突发访问（中断）处理，这就必须有较高运行速度；模块内部还要有丰富的扩展接口提供IPS与外部即时通信；具备优越的总线控制和访问机制等。综合考虑上述需求，设计中选择了意法半导体（ST）公司推出的32位单片机STM32F103ZET6（以下简称STM32）。STM32是基于ARM7CortexM3内核架构的高速高性能嵌入式控制芯片，拥有72MHz内核工作频率和1.25DMIPS/MHz的指令流水处理速度；先进的总线结构和多达16级的带DMA功能抢占中断机制（NIVC）[10]。如图3所示，设计中STM32通过SCI接口及1根中断请求/接收线与DSP2808进行通信；利用片上扩展的其中2个SCI口分别作为RS232和RS485通信协议口；CAN总线接口和USB总线通过共享数据缓冲区和中断向量入口与外界互联通信；通过STM32的26位地址总线和16数据总线扩展外挂256KBSRAM和4MBNORFLASH,以及8位数据口的LCM模块RA8806以及用于SNMP的16位并行数据的以太网芯片W5100;启用STM32的SDIO总线以启用用户插入SD卡存储查询IPS状态数据功能；启用现场环境下独立时钟看门狗电路和STM32特有的窗口看门狗；启用内部芯片温度传感器采样监控，RC时钟源以及外部唤醒功能；通过通用引脚接入DS18B20温度传感器对环境温度的采样，预留I2C方式E2PROM和SPI方式的DATAFLASH接口为产品后续升级开发做准备。通信接口电路设计如图4和图5所示。3控制系统的软件架构控制模块中的程序语言为ANSI标准C语言，程序结构、变量命名和注释都遵循国际通用标准，容易理解，也便于移植或扩展，如图6和图7所示。代码经过合理编写，逻辑清晰，功能完善，结构紧凑而又突出健壮性，可维护性强，符合工控软件编写要求。项目过程中整理的开发测试说明文档详实准确，也为后继研究带来便捷。4样机验证目标板经过测试验证后成功应用在一台6KVA工频双变换纯在线式单相小功率逆变电源上。各负载加载测试波形如图8所示。空载输出电压波形1/4负载输出电压波形满载输出电压波形测量结果表明，220V交流输入时不同负载情况下电源的输出波形失真度小于3%,非线性负载失真小于5%,逆变器效率大于96%。5结语控制数字化是工控发展的必然趋势。本文所研究设计的基于STM32和TMS320F2808控制的IPS处理速度快，控制高，模块化结构合理，能很好的实现现代IPS设计的要求，而且增加了SNMP,USB和SDIO等人机交互通信接口，便于IPS本地及远程管理维护。测试结果证明本设计的可行性与有效性。来源：维库电子市场网