最近有一款备受关注的充电器：安克20W充电器。Anker安克Nano20WPD充电器，采用了苹果同品牌充电芯片，售价仅有79元人民币，只有苹果20W充电器的3分之一，不但价格更实惠，充电效率也更高。让我们来看看它的详细内容。一、包装与测评：安克延续了一贯以来的包装风格充电器的体积大小跟苹果祖传的5V1A的大小几乎相同与苹果原装充电器相比，体积小是安克充电器的优势充电器裸机重量仅仅只有30.2克协议方面是支持DCP、苹果2.4A、QC3.0和PD3.0，整个协议相对原装充电器来说要更多一些PDO档位触发有5V3A和9V2.22A对iphone12的实际输出功率二、拆解：外壳用的是常见的超声波焊接内部结构与图拉斯小冰块很相似采用三主板的结构把元器件固定在中间，这样能够将内部的空间利用化提高到最大，让它的结构做的更紧凑侧边采用了一块垂直小板上面焊接的是它的主控芯片与图拉斯小冰块结构比较相似具体结构方面：插脚与主板之间是通过导线连接插脚的连接处使用白胶进绝缘和加固在背部使用了一个麦拉片，作为进一步的绝缘隔离在背部使用了一个麦拉片，作为进一步的绝缘隔离蓝色部分是输出抗干扰的Y电容高压侧稳压滤波用的是两颗铝电解电容，数值都是400V10μF两颗电容的上方还使用了一个塑料套作为进一步的绝缘这边是一个小电容，作为主控芯片的供电电容左侧还有一个工字电感两块主板中间夹的这块垂直的小板焊接的就是它的主控芯片，来自PI的INN3265C电容所在主板的下方，这里是它的初级整流桥这个小板黄色缠绕的是它的变压器然后C口上这块小板上，主要是两颗芯片，上方是它的协议芯片，来自赛普拉斯，与苹果同品牌的芯片，协议芯片下方的是次级同步整流MOS，来自台湾力祥的一颗芯片然后背部C口的左上方是它的VBUS开关这里是输出稳压滤波的电容，一个固态电容上方覆盖一个绝缘的胶套三、总结：这款充电器的卖点，毫无疑问就是小巧的体积，在便携性上有很大的优势。这个充电器之所以能够做到这么紧凑的一个结构除了要有合理的空间布局外，还需要一个集成度高的芯片，来自PI的INN3265C，跟SC1548C一样也是一个集成度非常高的芯片，里面集成的PWM控制器、开关管、次级同步整流控制器，同时带有一个完整的反馈链路。因此在开关电源里面，它就不再需要光耦，这个芯片的使用就起了一个非常关键的作用。因为它的集成度非常高，因此需要的外围元器件相对来说就会更少。本文来源自阿甘体验视频，由电路城综合编辑整理发布。

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由于土壤是由不同的土壤颗粒和其间隙中存在的水和空气组成，再则接地体的形状、尺寸又不一，所以接地电阻有着非常复杂的性质。一、接地电阻的定义接地电阻包括接地电极体本身的电阻、接地电极体与土壤间的接触电阻、接地电极体附近的土壤电阻、接地电极体至电气设备间连接导线的电阻四者之和。从定量的角度描述接地电阻的定义应该是“在某一电极上流入接地电流I（A），若接地电极的电位比周围大地高出E（V）时，其电位上升值与接地电流之比E/I（Ω）即为接地电阻”。如图1所示。图1接地电阻的定义接地电阻的定义必须要附带以下两个条件。①为了使接地电流流向接地电极，必须形成闭合回路，需要把两根接地电极打入大地，并保持足够的间距。当接入电源后，就会在两个电极之间流过接地电流，把其中一根电极称为辅助电极，如图2所示。在定义接地电阻时，辅助电极要设置在离主接地电极十分远的地方，使它对主接地电极带来的影响甚微，而将其忽略。当电源取直流时，由直流电流产生的电化学现象可被忽略。图2辅助电极②接地电极的电位上升是以大地的无限远方为基准测量的。所谓无限远方是指即使有接地电流，电位也不变动的地点，即意味着与通电前的状态没有变化的地点，将该点作为电位基准点。可以从电位上升值及接地电流求出真正的接地电阻，如图3所示。如果把测定电位的基准点靠近接地电极，基准点的电位就会因接地电流而引起（ΔV）上升，这一增量给电位上升的测定带来误差，进一步使接地电阻也形成误差。图3电位测定的基准点二、接地电阻的一般性质接地电阻由以下3个构成要素组成：①接地线的电阻及接地电极自身的电阻；②接地电极表面及与其接触的土壤之间的接触电阻；③电极周围大地的电阻。如图4所示，这3个构成要素中①是导体，电阻非常小，不成问题。但是将钢筋混凝土基础桩等非金属体作为代用电极时，必须考虑接地电极自身的电阻。②的接地电阻是电极与土壤的“适应”问题。接地电极的大部分是金属体，其表面是光滑的，而土壤是微小的固体颗粒，这两种物质实际是接近点接触状态，而不是面接触，所以在界面上有接触电阻。此外还有静电电容的作用，由于打入电极时电极的振动、埋设时加在电极上的压力，还有土壤种类、接地施工的场所等影响，无法用一两句话说清楚。从接地电阻的本质来说，还是③的影响最大。③中土壤所具有的电阻是最重要的，是电极包围的大地的电阻，叫做大地电阻，是接地电阻的主要部分。图4构成接地电阻的要素由于通过大地电传导的截面积非常大，因此可以认为其电阻小到可以忽略不计。当离接地电极相当远时，电流通路的截面积变得非常大，即使土壤的导电性不良，电阻仍然很小。但是在接地电阻附近，由表面积并不太大的接地电极流出电流，电流通路的截面积被束缚，接地电阻呈现一定的电阻值。如图5所示，接地电流从接地电极以放射形式流出，随着远离电极，电流通路的截面积会增大。图5电流通路的截面积与电阻关系当确定了某一接地电极的形状和尺寸，该电极的接地电阻表达式为R=ρf（1）式中R——接地电阻，Ω；ρ——大地电阻率，Ω·m；f——电极的形状与尺寸有关的函数。由式（1）可知，接地电阻与大地电阻率成正比，对同一形状、同一尺寸的接地电极，大地电阻率场合不同，其接地电阻值就不同。另外，函数f在电极的形状不清楚时不能确定。在电极的形状一定、大小如图5所示作相似变化的场合，接地电阻可表示为式中k——由电极形状确定的系数；ρ——大地电阻率，Ω·m；l——电极模型的特征尺寸。l在如图6所示是半球状电极的半径，代表电极边缘模型的长度。由此，在大地电阻率一定的场合，若形状变化，接地电阻会随之变大变小。这在接地电极设计上是十分重要的，也是由模型电极来对接地电阻推算之际起支配作用的原理。图6接地电极形状一定而大小做相似变化的场合三、大地电阻率接地电极的接地电阻与施工地点的大地电阻率成一定比例。大地电阻率低的地点，易得到低的接地电阻，因而，在接地电极设计和施工时，知道施工地点的大地电阻率是非常重要的事。①土壤水分的影响几乎所有的土地都会含有水分，土壤因水分的多少改变其电阻率。一般情况含水分多的土壤电阻率低，图7表示了各种物质电阻率的排列图。相对于金属导体来说，土壤的电阻率还是比它们高得很多。图7各物质电阻率的排列图当设计接地电极时，电极自身的电阻几乎不需要考虑，因为金属的电阻率与周围大地相比是非常低的。大地的电阻率会随泥土类型或组成泥土的化学成分的不同而变化。沙土的电阻率高于黏土。泥土湿度越大，导电性越好；湿度越小，导电性越小。接地电极周围大地的电阻率会随着一年四季和温度的变化而变化，所以在非常干燥的地区，可能要求在接地电极处采用增加土壤湿度或其他增强土壤导电性的方法。②土壤温度的影响对土壤电阻有很大影响的因素，除水分之外就是温度。表1表示由温度引起土壤电阻率的变化和变动的比率，温度从20～-15℃变化的场合由表中可看出，同一土地中电阻率随温度可增加459倍，这是因水（含冰）的电阻率会由温度引起敏锐的变化。表1土壤的温度和电阻率自然界的土壤电阻率因含水率和温度等各种各样因素的支配，在不断变化。如随天气、季节而相应变化，一般是夏天低、冬天高。对有关特定种类的土壤，要明确表示它的电阻率是有困难的，如说不出“黏土有多少Ω·m的电阻率”。这是因为相同的黏土，因地点和时间不同，电阻率是不同的，只有实地测量才是准确的。把已知长度和直径的一根接地棒打入地下，测量它的接地电阻，电阻率值可按接地电阻公式进行逆运算得出。表2是大地按电阻率的分类，大地电阻率超过1000Ω·m是高电阻率地带，在这样的场所接地施工是非常困难的。表2大地按电阻率分类大地一般呈层状结构，电阻率会因地层不同而大幅变化，因而大地电阻率多数随深度变化。大地是非常不均质的。四、接地电阻与静电电容的关系接地电阻与静电电容间的关系是两者的相似性，对某一已知静电电容的电极，如果把它看作是接地电极，即可得出它的接触电阻，两者由同一方程式来支配。在接地理论中，常常遇到“全空间”与“半空间”的专业术语。如图8所示的某种介质中，图8（a）的状态叫全空间，图8（b）的状态叫半空间。而接地的问题就是半空间问题。将半球电极扩大成全空间，把全空间看作同一介质的方法叫做镜像法。假设如图9（a）所示为半空间场合的半球状电极，其接地电阻为R，用镜像法换成图9（b）所示的全空间场合的接地电阻为R''''''''''''''''，两者的关系是R=2R''''''''''''''''。这说明半球变成全球时，接地电流的流出面积是半球时的2倍，所以接地电阻就是原来的一半。图8全空间与半空间图9镜像法静电场中，在介电常数ε的介质中，半径为r的球体的静电电容表达式为：C=4πεr恒流场中，在电阻率为ρ的导电性介质中，半径为r的全球接地电阻为R''''''''''''''''，在全空间内电容C与接地电阻R''''''''''''''''的关系式为：其中R''''''''''''''''由下式得出：又因半空间的接地电阻R与全空间的接地电阻R''''''''''''''''有R=2R''''''''''''''''的关系，所以半球状电极的接地电阻R为：即半空间场合的接地电阻与全空间场合的静电电容之间有以下对应关系：对于复杂形状的接地电极，只要知道附加给它镜像时的静电电容，就可由上式计算出接地电阻。五、接地电阻的理论式半球状电极在理论上比较容易处理，它是接地理论的基础。半球状电极的接地电路模型如图10所示。假设辅助电极位于主接地电极的相对无限远点，接地电流从电极的表面向周围大地呈放射状流出。如果辅助电极很近，电流的分布就不是放射状了。图10接地电极模型从半球状电极（半径r）流出的接地电流是以许多同心圆球状散射向大地的，如图11所示。图11半球状接地电极设图中画有斜线的部分与电极中心距离为x，厚度dx部分的电阻是dR，大地的电阻率是ρ，则有现在要求出的接地电阻是与上式所示的电阻体在从电极表面到无限远处串联，所以从电极的表面r到距离r1之间所包含的电阻，用dR从r到r1的积分即可求得。设此电阻为R1，即因为接地电阻是从电极到无限远处的全部电阻，如果r1是无限大，1/r1近似等于零。设此时电阻为R，由上式可得出这是半球状电极的接地电阻的理论式，该理论式说明电流通路的截面积，从图11可看出随着电极半径（r）的增大，其接地电阻按1/r1成比例减少。即因截面积（2πr^2）变大而使接地电阻收敛。六、接地电阻的电阻区域接地电阻的大部分是集中在接地电极的附近。假设从半球状电极的表面到距离r1之间的电阻为R1，从表面到无限远点的全接地电阻为R时，则R1与R之比为α由上式，r1与α的关系如表3所示，r1用r的倍数表示。将该表图形化如图12所示。表3r1与α的关系图12r1与α的关系随着与接地电极的距离r1增大，在全接地电阻R中，到r1所包含的R1也逐渐增大。电阻的增大趋势开始是急剧变化，到了2倍电极半径的距离（r1=2r）就已包含全电阻的一半，然后电阻的增大趋势变得缓慢。严格地说，即使距离到无限远还是存在电阻。包含电阻部分的地表面叫做电阻区域。如果全电阻的50％包含在电阻区域内，到2r就是电阻区域；如果全电阻的90％包含在电阻区域内，到10r就是电阻区域。七、接地电阻理论有待提升从接地电阻定量的定义来看，定义中存在着两个值得思考的问题。①电阻的最初概念是来自欧姆定律，即R=U/I。欧姆定律的适用范围是金属导体，而土壤并不是金属导体。所以用欧姆定律来定义接地电阻是不适宜的。②欧姆定律只用于电路，而土壤层不是“路”，而应该是“场”。人们又发现，在接地系统本身，也存在着许多电磁干扰，它可以通过各种耦合途径去影响电子系统的正常工作。于是就想到“浮地”，让电子系统的地线在电气上与建筑物的接地保持绝缘，这样，建筑物接地系统中的电磁干扰不会传递到电子设备上去，地电位的浮动对设备也没有影响。但是浮地又带来新问题，如容易产生静电积累。当雷电感应较强时，外壳和其内部电子电路间可能会出现很高的电压，将两者之间的绝缘击穿，造成电子电路的损坏。因此，减少干扰的关键不仅是减小接地电阻值，更重要的是设法减小系统漏向接地系统中去的电流。许多DCS、PLC产品，对接地电阻值大小的要求相差甚远。要求高的如1Ω，要求低的只要100Ω即可，其原因就在系统的绝缘性能和漏电流上的差异。任何一种设备中的电子部分，包括控制系统在内，对正常工作条件（包括自然环境条件、电气工作条件以及机械工作条件）的要求越高，意味着产品本身的性能和可信性越差。转载自电子元件技术。

Why？模拟电流检测IC是紧凑型解决方案，但其可承受的电压差受限于半导体工艺。很难找到额定电压超过100V的器件。如果检测电阻共模电压迅速变化或在系统地电压上下摆动，这些电路便无法精确测量。数字隔离技术（磁或光学）体积有点大，但能以高精度工作，并且通常可以承受数千伏电压。这些电路需要隔离电源，但有时可以将它集成在隔离器中。如果检测电阻与主系统在物理上隔开，那么可能还要使用长导线或电缆。NOTE无线电流检测电路克服了上述诸多限制。让整个电路随同检测电阻的共模电压浮空，并在空中无线传输测量数据，电压限制也就无从谈起。检测电阻可以位于任何地方，无需布置电缆。如果电路功耗非常低，那么甚至不需要隔离电源，一个小电池便能让它运行多年。设计概览图1显示了设计的框图。该电流检测电路基于斩波稳定运算放大器LTC2063，其用来放大检测电阻上的压降。微功耗SARADCAD7988将值数字化，并通过一个SPI接口报告结果。LTP5901-IPM是无线电模块，不仅包含无线电，而且含有自动形成IP网格网络所需的组网固件。图1.低功耗无线电流检测电路由一个低功耗斩波运算放大器（用以放大检测电压）组成，利用低功耗ADC和基准电压源进行数字化处理，连接到SmartMeshIP无线电模块。电池输出到低功耗DC-DC转换器得到恒定电源，同时记录从电池获取的电荷。此外，LTP5901-IPM内置微处理器以读取AD7988ADCSPI端口。LTC3335是一款低功耗DC-DC电源，其将电池电压转换为恒定输出电压。LTC3335还含有库仑计，用以报告从电池获取的累计电荷。信号链LTC2063是一款超低功耗斩波稳定运算放大器，其最大电源电流为2μA，特别适合电池供电应用。失调电压小于10μV，因此它可以测量非常小的压降而不会丧失精度。图2显示LTC2063配置用来放大10mΩ检测电阻上的电压并进行电平转换。选择适当的增益，使检测电阻的±10mV满量程输入（对应于±1A电流）映射到接近输出端的满量程范围，其以1.5V为中心。这一放大信号被输入至16位SARADC。选择AD7988是因为其极低的待机电流和良好的直流精度。采样速率较低时，ADC在两次转换之间自动关断，1kSPS时的平均功耗低至10μA。LT6656用于偏置放大器、电平转换电阻和ADC基准输入。LT6656基准电压源功耗小于1μA，可驱动高达5mA负载，压差很低，因此即使采用3.3V系统电源供电，它也很容易输出精密3V电压。图2.电流检测电路随同检测电阻电压浮空。斩波运算放大器LTC2063放大检测电压，把它偏置到AD7988ADC的中间轨。LT6656-3提供精密3V基准电压源。此信号链中有三个大致相等的失调误差源，相对于±10mV满量程输入，它们共同贡献大约0.5%的误差。这包括LTC2063和AD7988的失调电压，以及电平转换电阻的不匹配（推荐使用0.1%电阻）。单点校准可在很大程度上消除该失调。增益误差一般以可用检测电阻的不精确性为主，它往往比LT6656基准电压源的0.05%、10ppm/°C规格还要差。电源管理LTC3335是一款集成库仑计的纳安功耗降压-升压转换器。它配置用来从1.8V到5.5V的输入电源产生3.3V稳压输出。这使得该电路可以利用两节碱性原电池的电源供电。对于占空比型无线应用，负载电流的变化范围很容易达到1μA至20mA，取决于无线电是处于工作模式还是睡眠模式。LTC3335在空载时的静态功耗仅680nA，因此当无线电和信号链处于睡眠模式时，整个电路的运行功耗非常低。另外，LTC3335可以输出多达50mA的电流，在无线电发射/接收期间可轻松提供足够的功率，故适合各种信号链电路。LTC3335还内置一个库仑计，非常方便。切换时，它会记录从电池获取的总电荷。此信息可通过I2C接口读出，用来预测何时需要更换电池。无线组网LTP5901-IPM是一个完整的无线电模块，包括无线电收发器、嵌入式微处理器和SmartMeshIP组网软件。LTP5901-IPM在本应用中执行两个功能：无线组网和管理（进程）。当网络管理器附近有多个SmartMeshIP终端上电时，这些终端会自动识别彼此，形成一个无线网格网络。整个网络自动进行时间同步，这意味着每台无线电仅在非常短的特定时间间隔内上电。因此，各节点不仅是传感器信息源，而且充当路由节点，用以将数据从其他节点传递到管理器。这样就形成一个高可靠性、低功耗网格网络，从各节点到管理器有多条路径可走，不过所有节点（包括路由节点）的工作功耗都非常低。LTP5901-IPM包括一个运行组网软件的ARM?Cortex?M3微处理器内核。此外，用户可以写入应用固件以完成特定于用户应用的任务。在本例中，LTP5901-IPM内部的微处理器读取电流测量ADC(AD7988)的SPI端口和库仑计(LTC3335)的I2C端口。微处理器还能将斩波运算放大器(LTC2063)置于关断模式，使其功耗从2μA进一步降低至200nA。在测量间隔时间极长的使用场合中，这可以节省更多功耗。总功耗完整应用电路的总功耗取决于多种因素，包括信号链多长时间获取一次读数、节点在网络中如何配置等等。对于一个每秒报告一次的终端，测量电路的典型功耗低于5μA，无线电的典型功耗可能为40μA，很小的电池即可让它工作数年。结论LinearTechnology和ADI信号链、电源管理、无线组网产品的结合，使得我们可以设计真正的无线电流检测电路。图3显示了一个实现示例。图3.在小型PCB上实现的一个完整无线电流检测电路。唯一的物理连接是待测电流的香蕉插座。无线电模块如右图所示。电路由连接到板背面的两节AAA电池供电新型超低功耗斩波运算放大器LTC2063可以精确读取检测电阻上的小压降。包括微功耗ADC和基准电压源在内的整个电路随同检测电阻的共模电压浮空。只要一个小电池，纳安功耗LTC3335开关稳压器便可为该电路供电数年之久，同时利用内置库仑计报告电池累计使用率。LTP5901-IPM无线模块管理整个应用，自动连接到一个高可靠性SmartMeshIP网络。转载自电子元件技术。

电流的检测有两种基本的方案。一种是测量电流流过的导体周围的磁场，另一种是在电流路径中插入一个小电阻，然后测量电阻上的压降。第一种方法不会引起干扰或引入插损，但成本相对比较昂贵，而且容易产生非线性效应和温度系数误差。因此磁场检测方法通常局限于能够承受与无插损相关的较高成本的应用。本文主要讨论半导体行业中已经得到应用的电阻检测技术，它能为各种应用提供精确且高性价比的直流电流测量结果。本文还介绍了高边和低边检测原理，并通过实际例子帮助设计师选择适合自己应用的最佳方法。电阻检测在电流路径中以串联的方式插入一个低阻值的检测电阻会形成一个小的电压降，该压降可被放大从而被当作一个正比于电流的信号。然而，根据具体应用环境和检测电阻的位置，这种技术将对检测放大器造成不同的挑战。比如将检测电阻放在负载和电路地之间，那么该电阻上形成的压降可以用简单的运放进行放大(见图1B)。这种方法被称为低边电流检测，与之相对应的方法为高边检测，即检测电阻放在电源和负载之间(见图1A)。图1：上面简化的框图描述了一种基本的高边检测电路(图1A)和一种基本的低边检测电路(图1B)。检测电阻值应尽可能低，以保持功耗可控，但也要足够大，以便产生能被检测放大器检测到并在目标精度内的电压。值得注意的是，在检测电阻上得到的这种差分检测信号寄生在一个共模电压上，这个共模电压对低边检测方法来说接近地电平(0V)，但对高边检测方法来说就接近电源电压。这样，测量放大器的输入共模电压范围对低边方案来说应包含地，对高边方案来说应包含电源电压。由于低边检测时的共模电压接近地电平，因此电流检测电压可以用一个低成本、低电压的运放进行放大。低边电流检测简单且成本低，但许多应用不能容忍由于检测电阻引入的地线干扰。较高的负载电流会使问题更加严重，因为系统中地电平被低边电流检测偏移的某个模块可能需要与地电位没变的其他模块进行通信。为了更好地理解这个问题，可以看一下图2中采用低边电流检测技术的“智能电池”充电器，其中AC/DC转换器的输出连接到了“2线”智能电池。图2：采用低边电流检测技术的“智能电池”。这种电池通常采用单线来传递指示电池状态的电池细节信息，还有一根线用于温度测量，出于安全的原因，这根线与负极和正极端子是隔离的。为了检测电池温度，电池通常内置一个热敏电阻，由该电阻提供正比于电池负极电压的输出信号。当采用低边检测方案时，可按照如图2底部所示的方式插入检测电阻。由电池电流产生的检测电压经放大后馈入控制器，再由控制器做出一些必要的处理来调整功率流。由于检测电压随电池电流而变，这样就会改变电池负极的电压，而温度输出是以负极端子作为基准信号因此就导致温度输出不精确。低边检测的另外一个主要缺点，体现在电池和地之间意外短路所导致的短路电流不能被检测到。在图2所示电路中，正极电源和地之间短路会产生足够毁坏MOS开关(S1)的大电流。然而，尽管有这样的问题，低边检测方案的简单和低成本使得它对那些短路保护不是必要的应用来说有很大的吸引力，因为在这种应用中地线干扰是可以容忍的。为什么要用高边检测？高边电流检测(图1b)指的是将检测电阻放在电源电压和负载之间的高位。这种放置方式不仅消除了低边检测方案中产生的地线干扰，还能检测到电池到系统地的意外短路。然而，高边检测要求检测放大器处理接近电源电压的共模电压。这种共模电压值范围很宽，从监视处理器内核电压要求的电平(约1V)到在工业、汽车和电信应用常见的数百伏电压不等。应用案例包括典型笔记本电脑的电池电压(17到20V)，汽车应用中的12V、24V或48V电池，48V电信应用，高压电机控制应用，用于雪崩二极管和PIN二极管的电流检测以及高压LED背光灯等。因此，高边电流检测的一个重要优势，那就是检测放大器具备处理较大共模电压的能力。传统高边电流检测放大器对于工作在5V的典型低压应用来说，高边检测放大器可采用简单的仪表放大器(IA)。然而，不同的IA架构有着不同的限制，如有限的输入共模电压范围。另外，IA也比较昂贵，而且在较高共模电压时，低压IA根本无法工作。因此设计高压高边电流检测所需的放大器是一个艰巨的挑战。解决这个问题的一个直截了当的方法，就是使用简单的电阻分压器来降低高边共模电压，让这个共模电压落在检测运放的输入共模范围内。然而，这种方法不仅体积大，成本高，而且像下文说明的那样还可能无法提供精确的结果。让我们考虑这样一个例子：在检测电阻上产生100mV检测电压，该电压寄生在10V的共模电压上。对应100mV满幅检测电压的理想输出是2.5V，最差精度指标是1%。采用图3所示的简单电阻分压器可将10V共模电压减小10倍。图3：实现传统高边电流检测的电路。配置为差分放大器的运放A1能很轻松地处理1V共模电压。但Vsense(100mV)同样也被缩小了10倍，因此在差分放大器A1的输入端检测电压只有10mV。为了提供要求的2.5V满刻度电平，还必须引入第二个放大器A2，并设置为250倍的增益。值得注意的是，A1的输入偏移电压无衰减地出现在其输出端，同时出现在A2输入端，然后被放大250倍。由于这些偏移电压是不相关的，它们在A2输入端可能整合为一个平方根和(RSS)，并形成等效偏移电压。假设两个运放都有1mV的输入偏移电压，那么等效偏移电压为：其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压。因此由上述公式可以得出A2输出端仅由输入偏移电压所引起的误差电压为：250(1.4mV)=350mV这样，运放偏移电压造成了14%的系统误差。电阻比失配对CMRR的影响第二个主要的误差源，是来自与放大器A1的电阻臂相关的公差。A1的CMRR很大程度上取决于电阻增益设置臂R2/R1和R4/R3之比值。两个臂中电阻比值即使差1%，也会产生90μV/V的输出共模增益。使用1%公差的电阻时，电阻臂比值最大变化为±2%，相当于最坏情况下3.6mV/V的共模电压误差。这样，10V的输入共模电压变化将在A1输出端产生高达36mV的误差(电阻臂变化1%时的误差为0.9mV)。36mV的误差显然是不能接受的，因为它将导致增益为250的A2出现饱和！即使电阻臂比值变化1%也会产生放大的误差电压0.9mVx250=225mV。总误差总误差等于A1输入偏移电压、A2输入偏移电压、以及由电阻精度引起的误差电压的RSS总和。如上所述，电阻%1的精度变化加上10V的共模电压变化本身就会产生最大36mV的误差，并使A2饱和。假设电阻臂R2/R1和R4/R3之间的比值只变化1%，输出误差也将高达0.9mV。因此总的RSS输入误差电压为：其中VOS_A1和VOS_A2分别是A1和A2的输入偏移电压，VOS_MISMATCH是由于电阻臂比值1%的变化引起的输入误差电压：即使我们忽略温度变化，由于放大器A1和A2的偏移电压以及电阻臂比值1%的失配引起的总误差也可能高达1.67mVx250=417.5mV，是满刻度输出的16.7%。换句话说，417.5mV误差电压看上去像是417.5mV/25=16.7mV的输入偏移误差，这显然是不可接受的。总误差可以通过使用更高精度的电阻(0.1%)、或具有更好偏移电压规格的放大器来缩小。但这些措施将进一步增加本来就已经包含了众多元件的系统的成本。另外，即使没有负载，电阻分压器R4/R3和R2/R1也提供了电源电流到地的流通路径。这种到地的低共模阻抗在电池供电设备中很关键，因为电阻路径中的漏电会迅速泄漏电池能量。专用高边电流检测放大器综上所述，理想的器件不仅要能检测较高共模电压上的电压，而且要具有非常好的CMRR和低输入偏移电压。图4中基本的高边电流检测放大器(CSA)已经能以IC的形式买到，并采用小型封装以最小化电路板尺寸。生产这种IC时使用的高压制造工艺允许它们即使是在低至2.8V电源电压下工作也能处理高达80V以上的共模电压。图4：包含这些基本元件的集成高边电流检测放大器。(负载、电流镜像、缓冲器)电流流经图4中的检测电阻会产生一个很小的差分电压，该电压必定通过增益电阻RG1。而(正比于检测电压的)这个电流被镜像和处理后提供以地为参考的输出电流，从而完成从高边的理想电平偏移。这个电流输出可以通过流经一个电阻或电压缓冲器而转换为电压。美信公司的这个高边CSA具有以下一些特性：该芯片有非常高的共模输入阻抗，最小的输入偏移电压，低于1%的精度指标和典型100dB的CMRR。这些特性为传统高边CSA中常见的问题提供了高性价比的解决方案。其小型封装(2.2mmx2.4mmSC70，3mmx3mmSOT，1mmx1.5mmUSCP等)使电路板尺寸得以保持最小。这些高边放大器可以适合众多应用中的低成本电流检测使用，每一种放大器都针对特定应用作了优化。例如，MAX4372、MAX9928/29和MAX9938适合电池供电的设备，而MAX9937和MAX4080非常适合工业系统，MAX4069和MAX9923则是需要超低偏移电流应用的最好选择。由于不使用低边电流检测方案，所有这些IC有效地避免了地弹电压和短路检测功能缺失的问题。转载自电子元件技术。

电压比较器是对输入信号进行鉴别与比较的电路，是组成非正弦波发生电路的基本单元电路。常用的电压比较器有单限比较器、迟滞比较器、双限比较器等。电压比较器它可用作模拟电路和数字电路的接口，还可以用作波形产生和变换电路等。利用简单电压比较器可将正弦波变为同频率的方波或矩形波。单限比较器电路OH。图1b为其传输特性。图2为某仪器中过热检测保护电路。它用单电源供电，1/4LM339的反相输入端加一个固定的参考电压，它的值取决于R1于R2。UR=R2/（R1+R2）*UCC。同相端的电压就等于热敏元件Rt的电压降。当机内温度为设定值以下时，“+”端电压大于“-”端电压，Uo为高电位。当温度上升为设定值以上时，“-”端电压大于“+”端，比较器反转，Uo输出为零电位，使保护电路动作，调节R1的值可以改变门限电压，既设定温度值的大小。图2迟滞比较器图3不难看出，当输出状态一旦转换后，只要在跳变电压值附近的干扰不超过ΔU之值，输出电压的值就将是稳定的。但随之而来的是分辨率降低。因为对迟滞比较器来说，它不能分辨差别小于ΔU的两个输入电压值。迟滞比较器加有正反馈可以加快比较器的响应速度，这是它的一个优点。除此之外，由于迟滞比较器加的正反馈很强，远比电路中的寄生耦合强得多，故迟滞比较器还可免除由于电路寄生耦合而产生的自激振荡。图4图5为某电磁炉电路中电网过电压检测电路部分。电网电压正常时，1/4LM339的U42.8V，比较器翻转，输出为0V，BG1截止，U5的电压就完全决定于R1与R2的分压值，为2.7V，促使U4更大于U5，这就使翻转后的状态极为稳定，避免了过压点附近由于电网电压很小的波动而引起的不稳定的现象。由于制造了一定的回差（迟滞），在过电压保护后，电网电压要降到242-5=237V时，U4图5双限比较器（窗口比较器）R1UR2或Uin用LM339组成振荡器转载自电子元件技术。

教学内容：1、ACtoDC的参数讲解，模块选择；2、DCtoDC降压电源设计；3、DCtoDC升压电源设计；4、LDO降压电源设计；更多课程详情查看：https://www.moore8.com/courses/3157

我们最近涉及的话题都是关于60V工业级Buck转换器RTQ6363的，它的负载能力为3.5A，如果需要其他的规格，还有RTQ6360~RTQ6365等可选，最小的负载能力为0.5A，最大为5A。RTQ6363提供两种封装形式，因为引脚数的不同便有功能上的小差异，而使用起来最简单的是PSOP-8封装，相应的应用原理图大概如下图所示：这只是一个概念性质的图片，实际的参数需要根据具体的应用来确定，规格书里有很多可供参考的例子，读者需要时可以到那里去抓取，我们今天的话题是想看看上桥及其周边电路是如何工作的，由此了解自举电路的工作原理和应用中可能遇到的问题及其解决方案，为有疑问的读者解惑，兑现我对某位读者的承诺，希望也能顺便帮到有需要的其他人。在上图中，RTQ6363GSP是用一个方框来代表的，已经集成了的上桥开关位于引脚VIN和SW之间，但这两个点只是构成开关的MOSFET的漏极和源极，这个管子的栅极是和由BOOT端供电的内部驱动器连接在一起的，规格书中截取的部分框图显示出了相关的电路结构：在工作过程中，Buck转换器的上桥开关High-SideMOSFET只有两种状态，不是导通便是截止，让它处于放大区的状况是要被竭力避免的，因为它在那时候的表现就像一只电阻，电流流过它时会形成很大的损耗，所以对上桥进行驱动的电路就必须要有足够的驱动能力即电流吐纳能力要大，以便能够在开关过程中快速跨过导通与截止之间的中间状态，但这种能力也不能太强，因为开关的快速通断会形成较大的EMI问题，实用中的驱动器设计都是折中以后的结果。驱动电路的驱动能力要足够强，除了电路本身要强大，它的供电电压也要足够高，这是由BOOT端的供电来保证的。从框图看，BOOT端的供电来自IC内部的一个Regulator，其输出电压在大部分的设计中都在5V左右，它通过一个二极管流向BOOT，再被BOOT外接的电容CBOOT储存起来，在驱动器需要时即可向它提供电能，这样做要比直接由稳压器的输出给它供电有效得多，同时还可以利用自举的作用解决MOSFET导通以后的状态维持问题。从应用电路原理图可以看到CBOOT的参考点并非GND，它的另一端连接在SW上。在稳态工作期间，SW可以有三种电压状态：当上桥导通时，VSW=VIN；当上桥截止、续流二极管导通时，VSW=0V–VD=–VD；当上桥截止、续流二极管截止时，VSW=VOUT。如果输出电压很低，例如输出电压为零的刚刚加电时，还有输出电压低于内部稳压器输出电压的情况下，假如上桥和续流二极管都处于截止状态，这时的VSW=VOUT也是处于很低的状态，内部稳压器的输出即可通过二极管后对CBOOT进行充电。如果这样的时间长度足够长，最后便有CBOOT所充电压略低于内部稳压器输出电压–二极管正向导通压降–VOUT的结果，但是这种状况在工作中存在的时间其实是很短的，再加上输出电压VOUT的存在，导致这种情况下充入CBOOT的电压几乎不能满足应用的需要，实际上也就没有什么实用的意义，所以不需要被纳入考虑的范畴。正常工作情况下的CBOOT被充电都发生在上桥截止、续流二极管导通的时间段，此时有VSW=0V–VD=–VD，由续流二极管导致的SW节点负电压在充电回路中所起的作用应该可以把内部稳压器输出端串联的二极管的压降抵消掉，所以充电的最后结果就是VCBOOT=内部稳压器输出电压。由于内部稳压器的供电能力通常是很有限的，再加上充电回路上电阻的存在，这个充电过程还是符合RC串联电路上电容电压变化过程的指数规律，充电时间越长则越是接近充电电源的电压，时间太短则可能出现充电不足的问题，这是很多转换器会在工作占空比较高的应用中要求增加另外的自举电容充电电路的原因。具体到RTQ6363上，需要增加充电电路的占空比阈值是65%。由于输入、输出间最小压差的存在，当RTQ6363的输入电压较低时，内部稳压器的输出电压会随着输入电压的降低而变低，自举电容充电期间能够充入的电能自然也就变少了。因为这个原因，便有RTQ6363要求在输入电压低于5.5V时要给自举电路增加另外的充电电路。如果没有外加的充电电路，设计中能向自举电容CBOOT充电的电源便只有内部稳压器，其最高电压便只有5V左右，规格书中所规定的BOOTvsSW间的最大电压范围-0.3V~6V便永远没有被超越的可能，但在引入了外部充电电路以后就很难说了，因为它所使用的外部电源是由设计者引入的，我们无法对其进行控制，只能告诉设计者，你能给这两个端子间施加的电压差必须处于这个范围内，超出了就可能有危险会发生，这种危险造成的危害属于EOS损伤。如果RTQ6363工作在负载比较重的电感电流连续模式下，它的每个工作周期便被上桥导通时间和续流二极管导通的时间占满了。在这种情况下，只要属于上桥导通的时间占空比低于65%，输入电压也没有低于5.5V，给CBOOT充电的电源就是充足的，充电的时间也足够，此时就没有必要添加另外的充电电路。假如RTQ6363工作于负载很轻的电流非连续模式下，它的上桥只需要很少的导通时间即可满足输出稳定的需求，为电感续流的二极管也会很快进入截止状态，SW的电压便会在很多时候都处于与输出电压相等的状态，在这种状况下便可能出现CBOOT充电不足的问题，即使充足了也可能会出现电量不足的问题，因为上桥的驱动电路总是会有一些消耗的，即使不需要开通上桥时也是如此，所以RTQ6363便设计了一个BOOT电压不足的检测功能，它在遇到这种状况时会自动将连接在SW和GND之间的一个内部MOSFET打开以拉低SW的电位，使对CBOOT的充电能够得到实施，实现补足其电压的效果。这里提到的内部MOSFET很容易被认为是内部集成的续流开关，至少在我接触开关稳压器的早期就是这样认为的，这让我将非同步的Buck转换器当成了同步Buck转换器，实际上却完全不是那么回事。CBOOT为什么会连接在BOOT和SW之间而不是BOOT和GND之间呢？这是因为上桥的参考点是SW，而这个点的电压是变化的。当上桥的驱动电路发出一个高电平时，它能使上桥由截止状态进入导通状态，这将使得VSW=VIN，假如BOOT的电压是相对于GND而存在的，VSW=VIN将使上桥的栅源电压差降低或是变为负值，上桥的导通状态便不能维持，而将CBOOT连接在BOOT和SW之间时，当VSW上升为VIN的时候，CBOOT的参考电位便升高到了VIN，而CBOOT两端的电压是不能发生突变的，BOOT端的电压也就自然上升了VIN而大约成为5V+VIN，上桥栅极的电位也上升了VIN，使得它相对于SW的电位差一点都没有变化，上桥的导通状态便得以维持。当需要让上桥截止的时候，上桥驱动器只需要将其输出由高电平变为低电平，上桥开关自然截止，此时已经充入电感的电流还会继续流动，这将导致SW处的电压下降，到其低于地电位后便有续流二极管的导通使电感电流能够持续流动，SW节点的电位便维持在–VD上，相应的BOOT处的电位也自然回到了5V，若有不足则会有内部稳压器向其补充电能，做好下一次再驱动上桥导通的准备。在上述过程中，由于CBOOT两端电压不会突变的缘故，BOOT及其内部连接电路的电压会随着SW电位的变化而相应变化，促使其发生变化的信号也是它自己发出的，这就很像是自己把自己举起来了，所以CBOOT被称为自举电容。连接在BOOT和内部稳压器或外部5V电源之间的二极管是单向开关，其作用之一是形成充电的通路，二是在BOOT电位被举升了时防止CBOOT中的电能反向流动，所以是必须要有的元件。当使用外部电源为RTQ6363的自举电容充电时，这个电源的电压最好是5V的。这个5V既可是系统里存在的其他5V电源，也可以是RTQ6363自身的输出。假如系统里没有可用的5V，也可使用其他的电压源经过分压以后来形成，我们在应用中可以灵活地进行设计，只要符合基本的原理既可，思想上不要有太多的限制。虽然本文涉及到的器件型号是RTQ6363，但是相关的原理是通用的，可以被套用到别的器件上，需要变化的可能就是一些具体的参数，这不应该成为理解的障碍。转载自RichtekTechnology。

本文仍然继续上期文章的话题，将RTQ6363的应用说明翻译给你做参考，需要复习或了解前面内容的读者可点击下述链接进行回顾。使能端的电路结构和UVLO的作用机制此图摘录自RTQ6363的内部框图，其中的核心是ShutdownLogic，如果要把这个词翻译为中文，我会说“关机控制电路”。关机控制电路受三个信号的控制，它们分别来自使能比较器EnableComparator、过热检测电路ThermalShutdown和欠压锁定保护电路UVLO，关机控制电路在收到它们中的任何一个发出的不正常信号时都会将整个IC的工作停下来以确保安全。使能信号EN端内部包含有两个电流源IEN(=1.2µA)和IEN_Hys(=3.4µA)，它们的供电显然是来自于电源输入端VIN。当EN端处于浮空状态时，来自IEN的电流就可使EN端处于高电压的状态，也就是说保持EN端悬空即可使RTQ6363在VIN的控制下自动进入运行状态。如果EN端的电压如上图所示那样由外部电路如电阻分压器供应，当EN端电压高于EnableComparator反相输入端的电压EnableThreshold(VTH_EN=1.2V)以后，EnableComparator输出端便成为高电平使IEN_Hys下端的开关接通，IC内部流入使能端的电流便从IEN=1.2µA增加为IEN+IEN_Hys=1.2µA+3.4µA=4.6µA，这些电流都只能向EN端子外部流动经电阻REN2入地，这个过程便会使EN端的电压发生一个跳变，其表现如下图中的绿色线所示：同样地，在EN端电压下降的过程中，流出EN端的电流也会从4.6µA变回到1.2µA，促使这种变化发生的原因是EN端电压下降到阈值VTH_EN=1.2V，这也会造成EN端电压的跳变，其表现如下图中的绿线所示：这样的设计可避免在EN电压上升、下降过程中出现使能状态的来回跳变问题，属于滞回式设计，这是规格书的英文描述中会出现了Hysteresis这个词的原因。UVLO是UnderVoltageLockout的缩写形式，意为欠压锁定，是一种保护功能。上电过程中，当电源输入端VIN的电压低于UVLO阈值VUVLOH=4.3V时，关机控制电路使IC一直处于关机状态，直到VIN电压超过这个阈值以后才容许IC进入工作状态。在VIN电压下降过程中，判断是否需要关机的UVLO阈值是VUVLOL=3.9V。上升、下降过程中造成UVLO输出发生变化的阈值电压不同，同样可以避免上电和断电过程中的工作状态的不稳定，也属于滞回式设计。过热关机的概念应该很容易理解，RTQ6363容许的内核最高温度是175℃，超过此温度便会发生过热关机保护。一旦发生过热关机保护，内核温度必须回落15℃以后才会重启上电过程。很显然，为了确保安全，使能控制、过热关机和UVLO对于关机控制电路来说都是一票否决制，只要它们中有一个提出来要关机，实际的关机过程就会发生，其作用很像是联合国安理会的否决权，一票即可定乾坤。将EN端用于启动电压和UVLO的阈值调节利用上一节介绍的EN端和UVLO的特性，我们可以通过调节将VIN分压到EN端的电压比来选择让RTQ6363进入工作状态的VIN电压值VSTART和停止工作的VIN电压值VSTOP，具体的实现电路如下图：根据希望得到的启动和停止的输入电压可以得到两只电阻的计算公式：EN端最高可以承受60V的电压，与VIN端的承受能力相同，因此可以在很宽的范围内对具体参数进行调节。应用笔记AN063里就利用EXCEL设计工具对此进行了验证，其结果表现得非常准确。软启动和追随控制采用PSOP-8封装的RTQ6363GSP没有可调的软启动端子，它的软启动时间是内部固定的2ms，这意味着在正常情况下的输出电压从额定值的10%上升到90%会经历2ms的时间。RTQ6363GQW采用DFN-10L封装，这给它留出了保留SS软启动端子的空间。SS内部包含一个1.7µA的电流源ISS，只要给它外接一只对地电容，ISS即可对其进行充电。在上电过程中，当SS端电压比FB端电压高出42mV以后，转换器的主开关即可进入工作状态，这样的设计可确保转换器在遇到输出端已经存有一部分电能时不会在一开始即进入开关切换工作状态，从而保证其启动过程是单调的上升过程，这种方法在很多规格书中都有一种描述叫做Pre-biasstartup，我把它翻译为“预偏置的启动过程”。在IC工作的时候，FB端看到的电压是要与参考电压VREF进行比较的，而RTQ6363的VREF=0.8V，如果这个0.8V的参考电压直接进入误差放大器参与误差检测，RTQ6363的工作过程中便不会有软启动过程，其结果是会在启动过程中出现较大的输入电流，这对向其供电的电源会是一个很大的冲击。为了实现软启动，这个参考电压会先和SS端电压VSS进行比较，当VSS假如我们将一个外部电压源引入SS端，只要该电压低于VREF，它所起的作用便与上面说的软启动电压相当。如果该电压源的电压是变化的，转换器的输出电压就会跟随它而发生同样的变化，这种作用就像追随一样，所以SS端有另外一个称呼TR，它取自英文单词Tracking，这种功能可以被使用在需要多组电源同步或按序启动的应用当中。在RTQ6363启动过程中，使能端EN、软启动端SS和输出电压VOUT之间有下图所示的关系。当VFB达到VREF的94%时，PGOOD内部的开漏MOSFET会由导通状态转换为截止状态，所以我们会看到PGOOD信号在输出电压上升到额定电压的94%时转变为高电平，这是因为它已被电阻上拉至某个电压源的结果。按照RTQ6363规格书的定义，它的输出电压从额定电压的10%上升到90%需要的时间被称为软启动时间，其计算公式为：其中的CSS/TR是SS/TR端外接的软启动电容的容量。假如RTQ6363遇到了负载太重和输出电容太大的状况，即使软启动过程已经结束了，它的输出电压也无法达到额定的电压，这样就可能会进入输出电压欠压保护状态。所以，CSS/TR应该足够大，以便确保软启动过程结束时COUT已经被完全充满了电，满足这个要求的软启动电容值计算公式如下：其中的ICOUT_CHG是对COUT进行充电的电流，它与工作频率、电感量、上桥开关的峰值电流限制值及负载电流有关。通过一个软启动过程对输出电压进行提升的过程都会遇到器件参数的极限值，说明软启动并不意味着就是在以比较微弱的方式发力对输出电压进行提升，它们也很可能是用了很大的力的，具体的状况是与许多因素有关的，其重点在于软启动过程降低了对输出电压提升速度的要求，这就相应地降低了器件们需要努力工作的强度，是一种以时间换空间的战术，使得系统有足够的能力去轻松提升输出电压。输出欠压保护过载和输出短路都会造成输出电压的降低，RTQ6363需要持续监测输出电压的反馈信号VFB来实施输出欠压保护。为了避免和软启动过程产生冲突，这项工作会在VSS/TR超过1.2V以后开始进行，若发现VFB低于欠压保护阈值（0.5xVREF，典型值），欠压比较器的输出就变为高电平，这就意味着进入输出欠压保护状态了，此后的上桥开关就会进入截止状态，输出端不能得到能量补充，输出电压就只有下降的机会而不可能再上升。在输出欠压保护状态下，SS/TR端内部一个电流源ISS_DIS(=0.5µA)会对CSS/TR进行放电操作。当SS/TR端电压被放电到54mV时，RTQ6363便会开始一次新的软启动过程，前述的电流源ISS会开始对CSS/TR进行充电操作。VSS/TR从1.2V降低到54mV的时间长度可用下述公式进行计算：这个计算所得到的时间长度是软启动过程结束时便发生输出欠压保护到重新开始尝试软启动需要经历的时间，这段时间是几乎不会有输入端能量消耗的阶段。在正常情况下的RTQ6363会将CSS/TR充电到多高的电压呢？规格书没有给出指标，但我们可以从规格书中的波形图里观察到这个数据是超过5V的，由此数据可以推知：如果过载和短路的发生是在正常工作期间发生的，从事件的发生导致发生输出欠压保护到再次重启动的时间是很长的，因为软启动电容的放电需要很长时间，其数值至少有如果过载和短路发生在软启动结束后VSS/TR还没有上升到最高电压5V的这一段时间内，此时便有1.2V在输出欠压保护发生的情况下，RTQ6363仅在尝试软起动的时间段内才会消耗能量，对CSS/TR进行放电的时间段里消耗的能量是很少的，这就避免了过载和短路可能造成的风险，而它的这种反复尝试启动的保护模式也被称为打嗝模式，因为其表现与我们的打嗝实在是太像了。（未完待续）转载自RichtekTechnology。

本文继续上期文章的话题，将RTQ6363的应用说明翻译给你做参考。输出电容的选择输出电容COUT的选择主要受输出电压纹波需求和负载瞬态响应特性需求的影响。输出电压纹波的峰峰值ΔVOUT可由下式进行评估：其中的ΔIL是电感电流纹波峰峰值，其最大值发生在输入电压最高时，因为ΔIL会随着输入电压的增加而增加。将多只电容并联使用可以满足应用对ESR的需求和对电流纹波有效值的需求。考虑负载瞬态变化的影响时，应用对输出电压的下坠幅度VSAG和隆起幅度VSOAR的需求就要被纳入考虑范畴，这会影响对输出电容有效值的选择。输出电压下坠和隆起的幅度与PWM控制环路的交叉频率有关，其间的关系可用下式进行表达：陶瓷电容具有很低的等效串联电阻ESR，将其用作输出电容可带来非常好的纹波性能，尤其是使用X7R规格电介质的电容在温度和电压变化下的性能都非常出色，是最值得被推荐的，但是这些电容在不同的直流电压下和不同的交流信号频率下都会有不同的容量变化，在设计中是必须被考虑到的。例如，当直流电压被施加到这些电容上时，它们的电容有效值会随着直流电压的升高而不断降低，大部分陶瓷电容在被使用到它们的额定耐压时其实际容量都有50%甚至更多的损失，所以在选择其容量时必须将由电压带来的影响考虑进去。续流二极管的选择当上桥MOSFET开关截止时，电感电流需要继续流动，位于低侧的外接二极管就起到了续流的作用，它连接在SW和GND之间。续流二极管的反向电压承受能力必须等于或大于最高输入电压VIN_MAX，它的平均正向导通电流承受能力应该等于或大于最大负载电流。从效率的角度考虑，续流二极管的正向导通电压应该尽可能地低，反向恢复时间应该尽可能地短。综合起来看，续流二极管的最佳选择是肖特基二极管。被选作续流二极管的肖特基二极管的正向导通电压必须小于图6所示的正向导通电压限制，这种限制是与温度有关的，超出这种限制便有可能造成IC功能的不正常。之所以会有这种限制的存在，是因为RTQ6363内部集成有低侧MOSFET开关，它的作用是在负载很轻又同时遇到了自举电容电压太低时导通以实现对自举电容的再充电。这个低侧开关包含有体二极管，它的电流通过能力非常有限，如果上述续流二极管的正向导通电压超过了这个体二极管的导通电压，那么应该流过续流二极管的电流就会尝试通过该体二极管，这样就很容易让其受到损伤，IC的功能自然也就不正常了。参见下图，它借用自我们前面提及的AN063。续流二极管的损耗是在进行型号选择时必须考虑的一个因素，它不能超出所选二极管的最大承受能力。续流二极管的损耗包含两个部分，一为导通损耗，一为切换损耗。导通损耗与正向导通电压和电流有关，切换损耗则与其结电容有关。续流二极管的实际功耗可由下述公式进行估算：其中的CJ是续流二极管的结电容容量。关于续流二极管的选择，除了这里提到的内容以外，应用笔记AN063里还特别比较了平面型肖特基二极管和沟道型肖特基二极管的差异，它们由于具有完全不同的反向漏电流特性而在高温高压的应用中表现出完全不同的特性，其差异有可能会让你大吃一惊，对此感兴趣者可以前去了解一下。输出电压的设定在输出端和GND之间连接一个电阻分压器，将其中间节点和FB连接起来，这样就可完成对输出电压的设定。电阻分压器可使FB以确定的比例感知到输出电压的任何变化，输出电压和两个分压电阻之间的关系如下式所示：其中的VREF是参考电压，其典型值为0.8V。电阻分压器应该被放置在距离FB引脚不超过5mm的地方。R2的取值不应该大于80kΩ以避免噪声的影响，与其对应的R1可用下述公式计算得到：为了保证输出电压的精度，分压电阻应该具有±1%或是更高的精度。补偿网络的设计环路补偿的作用是确保系统在拥有最好的动态特性的同时还能稳定地运作，这在没有补偿的系统中是很难做到的。电源系统不稳定的典型表现包括出现在磁性元件或陶瓷电容里的音频噪声、开关切换波形的抖动、输出电压的波动以及MOSFET功率开关的过热表现等等。在大多数情况下，RTQ6363使用的峰值电流模式控制架构仅需使用两只外部元件即可获得稳定的效果，参见下图8。通过使用适当的补偿，我们在设计中便可使用任何类型的电容，其容量也可以根据不同的需要进行选择，控制回路的交叉频率也可以根据需要进行设定，还能优化瞬态响应的表现。在环路的交叉频率附近，峰值电流模式Buck转换器的控制回路（PCMC）可以被简化为如图9所示的形式：我们这里介绍的方法可以简化计算过程，忽略了IC内部的斜率补偿带来的影响。由于忽略了斜率补偿，实际的交叉频率通常就会低于计算所得的交叉频率。在将计算所得的结果用于产品生产以前，对模型进行仔细的测试验证是非常必要的。需要注意的是，即使电源供应器的理论模型都是正确的，它也不能将实际电路的寄生参数和元件的非线性特性都包含进去，其中就包括输出电容的ESR变化、电感和电容的非线性特性等等，另外还有PCB上的电路噪声、测量精度的限制等等都会导致测量误差。使用网络分析仪进行测量可以获得准确的波特图，而立锜应用笔记AN038（《怎样利用快速瞬变负载测试DC/DC转换器》）也提供了另外一个可以快速进行稳定性测量的替代方案，实施起来也非常容易。一般情况下，使用下面的步骤即可将补偿元件的参数计算出来：1．设定交叉频率fC。为了保持环路的稳定，目标中的环路增益应该是从很低的频率开始到超出交叉频率的范围内有-20dB/dec的斜率。通常来说，推荐将交叉频率设定在工作频率的1/20~1/10即工作频率fSW的5%~10%的范围内。对RTQ6363来说，还有不要使交叉频率高于80kHz的要求。从动态特性的角度考虑，较高的带宽会带来较快的瞬态响应速度，但也会同时导致转换器对噪声影响的敏感，可以让我们很容易就会在开关节点电压波形上看到下降沿的抖动现象。2．计算RCOMP：其中，gm是误差放大器的传导系数（440μA/V），gm_cs是COMP对电流信号的传导系数（12A/V）。COUT会受到温度、直流偏置电压和开关切换工作频率的影响，设计时必须把这些因素考虑进去。3．必须用一个零点来补偿由输出电容和最大负载（RL）给转换器带来的极点的影响，由此可计算出CCOMP：4．输出电容COUT和它的ESR会决定一个环路零点的位置，增加一个CCOMP2电容可引入一个极点来消除该零点的影响，其位置应该位于该ESR零点处或是工作频率的1/2处。CCOMP2的计算公式如下：如果工作频率的1/2低于ESR零点频率，补偿极点就需要设定在工作频率的1/2处，此时就有需要注意的是，CCOMP2是个可选的元件，其作用是增强转换器不受噪声影响的能力。自举驱动器的供电问题连接在BOOT和SW引脚之间的自举电容CBOOT是用来生成一个高于输入电压VIN的电压轨，一个内部电压源可在续流二极管导通时经过一只内部二极管对它进行充电，充入其中的电能可在随后发生的上桥导通期间提供电源供应。对于大多数应用来说，一只0.1μF、0603封装的X7R规格电容就可以满足这只电容的需要，其耐压规格应该等于或大于6.3V。外加自举充电二极管当输入电压低于5.5V或是占空比高于65%时，必须利用连接在外加的5V电源和BOOT引脚之间的另外一只二极管来改善上桥MOSFET开关的导通状况以提高效率，推荐的应用电路如下图所示：这只二极管可以是低成本的1N4148之类的型号，而另外的5V电源可以是系统中另外的5V电压源，或者就是RTQ6363自身输出的5V电压，需要注意的是BOOT引脚和SW引脚之间的电压VBOOT_SW必须低于5.5V。下图显示的是有这个外加电源和没有这个外加电源时的效率之间的差异：可选的外加自举电阻IC内部用来驱动上桥MOSFET开关的栅极驱动器都是经过优化设计的结果，它总是被设计得足够强大，足以驱动开关快速通断以降低功率损失，同时又不能太强，以便能将EMI问题控制到发生几率最小的程度。EMI问题的产生通常就是因为开关导通的速度太快了，会生成很大的di/dt噪声；而在开关截止的时候，开关节点储存的电能又需要被电感电流造成的放电过程释放掉，这时存在上桥开关已经截止和续流二极管还处于截止状态的死区时段。在某些清况下，人们希望EMI问题要尽可能少，即使造成更多的功率损耗也在所不惜，这时就可以在BOOT端和自举电容的连接线上串入一只自举电阻RBOOT，这可以带来降低上桥MOSFET开关导通速度的效果，其具体做法见下图，其中接入的电阻RBOOT的值可以从几个Ω到10Ω，封装可以是0402或0603的。这种做法可以降低上桥MOSFET开关的导通速度，相应的VSW的上升速度就可以降下来。既能改善EMI性能、又能提高上桥MOSFET开关导通程度的推荐电路见下图，其重点是利用外加的电源来提高了上桥MOSFET开关的驱动电压，但是其导通的速度依然是受到了限制的。（未完待续）转载自RichtekTechnology。

RTQ6363是工作电压范围为4.5V~60V、启动后最低输入电压可低到4V的工业级Buck转换器，其负载能力为3.5A，输出电压可在0.8V~VIN间进行设定。它采用峰值电流模式控制架构，工作频率可用一只外接电阻在100kHz~2.5MHz间进行设定，也支持用外部时钟信号控制进行同步动作，外部时钟信号的频率范围可在200kHz~2.2MHz之间选择。RTQ6363可以两种封装形式供货，一种是PSOP-8，一种是4mmX4mm的DFN-10L，后者因为引脚较多而具有可调的软启动能力和PGOOD指示信号输出，同时也具有更高的散热能力，但是占位面积却更小，比较适合那些对时序控制要求较高的应用的需求。为了帮助用户更好地使用RTQ6363，我的一位欧洲同事最近写了一篇应用笔记AN063，其中引用了立锜科技专为RT(Q)63xx系列产品设计的一个EXCEL设计工具进行了两个应用案例的完整设计和测试验证，同时把相关元器件的选用规则也给了出来，还进行了一些关键元件的不同选择带来的不同结果的比较和验证，是一篇非常有参考价值的文章，而我已经完成了对它的翻译，很快就会通过电子邮件的形式推送给订阅了立锜电子报的读者。我在完成了AN063的翻译后重读RTQ6363的规格书时，觉得其规格书的应用说明部分也写得非常好，所以发心要把它翻译出来供咱们的读者使用，下面便是这次翻译的结果。由于规格书的写作方法并不适合以一般文章的形式呈现，所以我在翻译时会有一些小的修改，希望这能得到读者的理解。又考虑到其内容繁多，并不适合一次就发完，所以将以连载的形式来发布，请有兴趣的读者们持续关注。RTQ6363的应用说明RTQ6363的型号定义和引脚布置RTQ6363的内部电路框图RTQ6363的典型应用电路上面给出了RTQ6363常见的一些应用电路，每个电路中的外部元件的选择都主要由应用需求决定，设计中的第一步是要通过对外部电阻RRT/SYNC的选择来决定其开关切换工作频率，接着便是电感L、输入电容CIN、输出电容COUT和续流二极管的选择，然后是通过对反馈电阻、补偿电路参数的选择来设定需要的输出电压和交叉频率。自举电容CBOOT的选择比较简单，使能端EN、软启动端SS、PGOOD和同步等端子涉及到的外围元件可根据具体的应用需求来做选择，通常不会有多大问题。开关切换工作频率的设定RTQ6363的开关切换工作频率是可调的，通过RRT/SYNC端的外接电阻便可对其进行设定，其设定范围为100kHz~2.5MHz。工作频率选择的难点是要在转换效率和元件的尺寸方面进行权衡，较高的工作频率容许使用较小的电感和电容量，而较低的工作频率则可降低内部开关的栅极电容充电损失和切换过程带来的损失，但也同时需要较大的电感量和/或电容量以维持较低的输入电压纹波。开关的最短导通时间和最短截止时间对工作频率的选择会带来一定的限制。最短导通时间tON_MIN是上桥开关处于导通状态的最短时间长度，RTQ6363的这个参数的典型值是100ns。在电流连续工作模式下，最高工作频率fSW_MAX受到最短导通时间的限制，它们之间的关系是：其中的VIN_MAX是最大可能的输入电压。最短截止时间tOFF_MIN是RTQ6363内部电流比较器恢复常态并能让MOSFET上桥开关再次动作所需要的最短时间，这项参数的典型值是130ns。假如要让工作频率恒定不变，实际的截止时间就要比最短截止时间更长才行。下面的最短截止时间计算公式是将各种损耗项目也纳入了考虑的结果：其中的RDS(ON)_H是上桥MOSFET开关的导通电阻；VD是续流二极管的正向导通电压；RL是电感器的直流阻抗。通过连接在RT/SYNC和地之间的外接电阻可以设定工作频率fSW，这个端子是按照FMEA失效模式及其效应分析的结果进行设计的，这可确保它在遇到诸如短路到地或是处于浮空状态等失效状态时也不会让器件以不正常的频率工作。实际上的状况将是这样的，假如该端子与地短路了，器件的工作频率就会是900kHz（典型值）；假如该端子处于浮空状态，实际的工作频率就会是240kHz（典型值）；假如该端子是正常连接的，实际的电阻值与工作频率之间的关系便如下式所示：其中的fSW(kHz)是我们希望设定的工作频率。设定工作频率的电阻最好是使用1%精度或更高精度的电阻，其温度系数应该是100ppm或更低。下图显示了工作频率fSW与电阻RRT/SYNC的值之间的关系：电感器的选择电感器的选择需要在尺寸、成本、效率和瞬态响应需求之间进行权衡，其关键参数包含三个：电感量L、电感器饱和电流ISAT和直流阻抗DCR。一个值得推荐的尺寸与损耗之间的平衡点是将电感电流的纹波峰峰值设定为IC额定电流的30%，再加上工作频率、输入电压、输出电压便可一起计算出电感量的值：较大的电感量会导致较低的输出电压纹波和较高的效率，但会略微降低瞬态响应能力，会导致环路相位的滞后，降低交叉频率，当斜率补偿斜坡与检测到的电流斜坡之间的比值增加时，电流模式的控制系统就变得越来越像电压模式的控制系统了。较低的电感量会导致较小的尺寸，但是电流纹波的增长会带来电流限制阈值的精度降低，增加电感器的交流损耗，也会在占空比接近或超过50%时导致补偿不足，出现严重的环路不稳定问题。当占空比超过50%时，下列条件需要得到满足：将电感电流纹波∆IL设定在最大额定输出电流（3.5A）的10%~50%可在尺寸、效率和瞬态响应之间得到一个比较好的平衡。为了得到好的效率表现，可在容许的空间尺寸内选择具有最低直流阻抗的低损耗电感。电感量不仅会决定电流纹波的大小，也会决定发生DCM/CCM模式切换时的负载电流值。被选中的电感器应该拥有大于IC峰值电流限制阈值的饱和电流额定值，其磁芯应该足够大，以便其在出现电感电流峰值（IL_PEAK）时也不至于会发生饱和现象，其中的电感电流峰值计算公式列出如下：即流过电感器的电流由电感纹波电流和负载电流共同组成。在上电、发生故障或负载发生瞬变时，电感电流可能发生超过上面计算出的电感电流峰值的情况。由于在负载发生瞬变期间有可能发生电感电流顶到IC的开关电流限制值的情况，许多偏于保守的设计便会选择饱和电流参数额定值等于或大于IC开关电流限制的电感器。为了得到好的EMI性能，所选电感器最好是带有屏蔽的设计。输入电容的选择输入电容CIN起着对上桥MOSFET开关漏极脉冲电流进行滤波的作用，其大小应当能够避免在输入端出现大的电压变化。出现在输入电容上的输入端电压纹波可用如下公式进行评估：其中有下面的图5显示了流过输入电容CIN的纹波电流和它在电容上形成的电压纹波。对陶瓷电容而言，其等效串联电阻ESR很小，由其导致的纹波可以被忽略，我们可用下述公式对实际需要的输入电容有效值进行估算：其中的∆VCIN_MAX是输入电压纹波最大值。输入电容不仅需要具有很低的ESR，还要具有承担最坏情况下的输入电流纹波有效值的能力。转换器的输入电流纹波有效值（IRMS）可根据输入电压VIN、输出电压VOUT和额定负载电流IOUT经由下述公式进行评估：输入电流纹波有效值的最大值发生在负载最大时，这个需求必须被纳入输入电容电流承载能力的考虑当中去。输入电流纹波最大值通常发生在占空比为50%时，此时有VIN=2xVOUT，因此便常将VIN=2xVOUT时的IRMS≈0.5xIOUT_MAX用于设计中。需要注意的是由电容制造商提供的纹波电流承载能力通常是以2000小时寿命为计算依据的，因而比较明智的做法是要给电容更多的降额使用空间，或者是要选择比实际需求更高的电容使用温度等级。现实中常常需要将多只电容并联使用来满足应用对尺寸、高度和热性能的需求，遇到输入电压很低的应用时还需要使用很多大容量的输入电容来满足负载变化期间将瞬态效应的影响最小化的需求。陶瓷电容因为具有尺寸小、耐折腾、ESR很低等特性而成为开关模式转换器最佳的输入电容选择，但在使用它们时却必须非常小心，因为陶瓷输入电容在结合上线路电感以后就形成了一个品质因数很高的谐振电路，假如将这样设计的RTQ6363应用电路直接插入已带电的电源，其输入端就可能出现高达额定电压2倍的振铃信号，完全可能超出IC的最大电压承受能力。要想避免这样的状况发生，最简单的做法是给低ESR的陶瓷输入电容并联一只具有较高ESR的大容量电容，它可以起到对电压振铃信号的抑制作用。输入电容应该被放置在尽可能接近IC的VIN和GND的地方，其连接形成的电感要尽可能地低才好。VIN端要求的旁路电容有效容量至少得有3µF，在工作频率为400kHz的应用中，可以将两只4.7µF/X7R的电容连接在VIN和GND之间。如果工作频率更低，需要的输入电容便要更大。为了消除高频噪声，另外的0.1µF小电容应该和这些器件放在一起来使用，其封装规格应该是0402或0603的。为了在宽阔的温度范围内和输入电压变化的情况下都能获得最佳的性能，所选陶瓷电容最好是X7R类型的。（未完待续）转载自RichtekTechnology

PWM一般指脉冲宽度调制。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。整理了电路城上8个脉冲宽度调制应用电路，想进一步了解PWM的朋友可以参考下。1、信号发生器PWM方波输出占空比频率可调节此模块采用SG3525PWM控制芯片，电压工作范围：8-12V，占空比0-100%可调节，板载LED指示灯，输出最大频率十几KHZ方波输出。特点：宽电压工作，输出频率宽度大，PWM占空比频率同时可调节。https://www.cirmall.com/circuit/11372、单片机PWM调光大功率LED驱动模块电路设计方案(原理图+源码)1）此模块为大功率LED恒流板恒流驱动模块，它是一款连续电感电流导通模式的降压恒流源，用于驱动一颗或多颗串联LED；2）输入电压范围从6伏到30伏，输出电流可调节；3）据不同的输入电压和外部器件，模块可以驱动高达数十瓦的LED；4）模块主驱动芯片内置功率开关，采用高端电流采样设置输出电流，并通过DIM引脚可以接受模拟调光和很宽范围的PWM调光。当DIM的电压低于0.3V时，功率开关关断，模块进入极低工作电流的待机状态。https://www.cirmall.com/circuit/196483、AVR128单片机的PWM无极调速设计（源码+电路图）系统由AVR128核心板电路、液晶1602显示电路、按键电路、直流电机驱动电路、霍尔转速检测电路组成。1、液晶1602显示转速。2、电机通过ULN2003芯片驱动。3、按键控制电机的启动、停止、加速、减速（5档加减速）。https://www.cirmall.com/circuit/182214、毕业设计-51单片机电机PWM调速控制系统霍尔测速仪温度检测（原理图+源码+pcb+参考论文）产品功能描述：本系统由STC89C52单片机、LCD1602液晶显示、L298N电机驱动模块、按键、霍尔传感器、DS18B20温度传感器及电源组成。1、通过按键可以控制电机的启动、停止、正转、反转、加速、减速。2、通过温度传感器DS18B20检测温度。3、通过液晶显示温度、PWM档位值、速度。4、温度超过50度蜂鸣器报警。https://www.cirmall.com/circuit/176395、毕业设计-51单片机PWM调光台灯智能检测光强检测光控灯（原理图+源码+pcb+参考论文）产品功能描述：本系统由STC89C52单片机、光照检测（光敏电阻）、AD0832转换、4位高亮LED灯、按键及电源组成。1、系统具有自动模式和手动模式，按模式键可以进行切换。有模式指示灯指示。2、手动模式下按加、减键可以手动调节台灯的亮度。3、自动模式下通过光敏电阻采集外界光线的强弱，自动控制台灯的亮度，光线越强台灯越暗，光线越弱台灯越亮。4、高亮LED灯，亮暗程度分为5档。https://www.cirmall.com/circuit/176466、NE555直流电机PWM调速电路设计方案NE555直流电机调速电路，直流电机vcc5-12V,PWM脉宽可调节,占空比D=RA/(RA+RB)，频率F=1.44/((RA+RB)*C)，此外加一指示灯显示PWM调节强度。https://www.cirmall.com/circuit/163987、PWM转0-10V转换器PLC工业接口模拟量转数字量AD打开（PCB+原理图）功能与作用:1.将0-100%PWM数字信号转换成模拟量信号。2.输入数字信号可以是3.3V或5V或24V电平的0-100%PWM信号3.输出模拟量信号可以0-10V电压或者0-5V电压。4.广泛用于PLC；单片机或其它工业控制板的的信号接口切换。5.电源有防接反功能https://www.cirmall.com/circuit/166688、基于PWM的数字随动系统设计（原理图+源程序+bom表+演示视频）（1）基于电力电子技术，先选择合适的直流电源，通过PWM控制技术，产生与给定成比例的直流电压，先设计出PWM变换器。（2）需要选择转角反馈传感器，设计出转角反馈电路，以便使当前位置能够进入单片机；还需要选择转速反馈传感器及安装转速反馈传感器，设计出转速反馈电路，以便使转速信号能够进入单片机。角度和转速可通过按键调整，转动过程中，可以一键停止。（3）将转角反馈值与给定位置（转角）进行比较，获取位置偏差，再加上反馈的速度值，根据控制算法，例如PID算法，计算出此时的PWM脉冲占空比，送到PWM变换器，实现电机的电源控制，当位置偏差为0时，PWM变换器也不输出，电机转速也为0，实现电机平稳准确地到达新的位置。（4）与理论值进行对照，验证设计的正确性https://www.cirmall.com/circuit/12223

你还在担心你的键盘“怕水”吗？压电圆片式键盘为你解决你的后顾之忧，该键盘采用压电圆片作为传感器和蜂鸣器，能够检测到0.4mm厚不锈钢板上的轻微压力，既防水又防破坏。这里将为你介绍压电圆片式键盘的设计方案。传感器的部分是压电圆片，通常被用作蜂鸣器，这里选择使用Murata公司的7BB-35-3。其外直径为35mm,传感区域的直径范围约为20mm。圆片置于PCB上，PCB内含电子器件，并具有圆孔，使陶瓷材料能自由移动。本例采用了一层3mm厚的自粘型泡沫橡胶将圆片固定在PCB上。该组件需施加合理的压力夹在前板的背面。PCB布局及开孔用手指触摸外板，钢材（或其他材质）会轻微变形，小幅增加的压力通过橡胶传递至压电圆片。该压力足以产生可被微处理器检测到的电压。此时，处理器会将所有圆片当作蜂鸣器使用，并发出应答蜂鸣声。本设计实例中使用了4个按键。使用的微控制器为瑞萨科技（前身为NEC）的uPD78F0513,当然，也可以使用其他微控制器。压电圆片的较小电极连接至微控制器的ADC输入端，并通过大电阻连接至正电源。此外，其还被连接至一开始处于高阻抗状态的其他端口输入（P7）。压电圆片的其他电极（较大电极）被一起连接至几个并行的端口位（P3），而得到低阻抗值。若缺少端口又具有足够的输出电流，就无需进行这一步。这些端口开始会处于低电平。用手指按压圆片至轻微变形，则供给ADC输入端的电压降低。压电式键盘/蜂鸣器原理图启动时，P3为低，P7为高，对压电圆片快速充电，压电圆片的电容值约为30nF。在零点几微秒后，P7就会被设置为高阻抗输入。程序连续扫描ADC输入。由于圆片具有大电容，电压变化极慢，无需进行快速扫描。在特定应用中设置为每1ms进行电压测量，因此每4ms会对每个圆片检查。当输入电压受按键下压影响降至预设电压以下时，控制器会对输入进行处理，然后使用所有并联圆片作为蜂鸣器。使用0.4mm厚的钢板时，低于5V电源1.5V的阈值就足以获得很好的敏感度；若使用更厚的前板，仍有很大的裕量提高敏感度。为发出蜂鸣声，将P7设置为低阻抗输出，将P3设置为相反的极性，其将在压电圆片的谐振频率（本例采用2800Hz）下输出一个方波。蜂鸣声持续250ms，由R5限制驱动电流。蜂鸣声结束后，P3恢复为0,P7再次短暂设置为5V,以对圆片进行充电。转载自维库电子市场网。

异构多核架构即结合两种或多种不同类型的微处理器或微控制器的架构。因其能够提供更高的处理器性能、更有效的电源利用率，并且占用更少的物理空间，近来在嵌入式领域得到了大范围推广，特别是在强调整合功能性和连通性的高性能嵌入式设备方面。但是，与异构多核硬件平台的发展速度相比，相应的软件支持比较滞后。毕竟只有软硬件兼具的解决方案才能充分发挥这一架构的优势，真正实现芯片的性能、面积、功耗之间的组合。针对这一现状，Mentor推出了嵌入式软件行业首款针对异构多核SoC开发的全面解决方案，该方案可为包括Linux平台、实时操作系统（RTOS）、Android系统和裸系统应用的多操作系统设备进行设备配置、部署和系统优化。全面的异构多核嵌入式软件解决方案“异构架构可以为至少两个不同类型的用于先进嵌入式系统设计的微处理器或微控制器提供多个操作环境。该任务不易实现，因为它需要功能性和连通性的无缝整合，这样才能设计出高性能的嵌入式设备。”Mentor嵌入式软件部门（ESD）运行解决方案资深产品经理FelixBaum介绍，“下一代SoC通过异构核来扩展目前的多核同构架构，促成独特的嵌入式系统的发展。该系统的成功应用，超越了传统的对称多处理（SMP）和非对称多处理（AMP）方法。”传统的开发方式不适合异构系统，因为设计师需解决如下挑战：如何在处理器上配置和部署多个操作系统和应用程序；如何协调使用微处理器和微控制器，从而高效启动多个操作系统；如何在多核处理器或异构处理器间的独立子系统之间进行通信。这些都为设计师的工作增加了一定的难度。“Mentor的集成设计解决方案具有独特的定位，便于嵌入式开发人员在研发过程中充分利用这些复杂的异构SoC.”FelixBaum表示，“该方案涵盖了为多操作系统设备提供设备配置、部署和系统优化等功能，而所谓的多操作系统则包括Linux平台、实时操作系统（RTOS）以及裸系统应用-本地执行或基于Hypervisor执行。”Mentor异构多核系统嵌入式开发方案（图1）的新特征包括：支持Mentor嵌入式Linux、NucleusRTOS和裸系统应用的remoteproc机制，有助于整个异构SoC多核操作系统和应用程序的配置、开发、部署和管理；在不同的操作系统中大规模应用VirtIO、rpmsg和多核通信应用程序接口（MCAPI），可为分离设备子系统提供有效的处理器间通信（IPC）；拥有图像调试和性能分析工具，能够在操作系统和应用层面提供整个系统的同步视角。图1:Mentor针对异构多核嵌入式软件开发的全面解决方案。据了解，MentorEmbeddedHypervisor是针对嵌入式应用程序和智能连接设备而特别研发的占用内存小的Type1型虚拟机产品，借助这一嵌入式系统，研发人员可将应用程序集成和整合到多核处理器上，并利用ARMTrustZone技术，开发出高性能的嵌入式系统。针对OMAP5的应用德州仪器（TI）的OMAP5是典型的异构多核处理器平台（图2），它集成了2个ARMCortex-A15和2个ARMCortex-M4内核，专为驱动移动计算设备和消费产品而设计。图2:在TIOMAP5上部署异构多核系统的应用。在TIOMAP5上部署Mentor的异构多核系统的应用中，Mentor的嵌入式虚拟机覆盖了两个Cortex-A15内核，先运行虚拟机，再运行两个嵌入式Linux操作系统（一个Linux操作系统负责用户界面，另一个负责与远端的通信）。此外，一个Cortex-M4负责收集实时数据，运行Nucleus实时操作系统，这属于相对比较简单的应用，因此不需要虚拟机进行管理。而另一个M4内核可以负责电源管理或传感器管理等，在本中未进行体现。FelixBaum强调，这一系统部署非常灵活，虚拟机运行什么系统可以根据具体情况来安排。而不同核之间的通信机制有VirtIO、rpmsg（IPC）和remoteproc等，既保证了系统的高速运行，也保证了私有系统之间的保密性。在与TI的合作中，将Mentor的嵌入式软件技术与TI的多核器件相结合，创建了一个理想的生态系统，便于客户轻松开发出的产品。“目前Mentor的解决方案仅适用于基于ARM内核的异构多核嵌入式系统开发。除了处理器产品，我们同时也在积极和FPGA厂商合作，会尽快推出适用于SoCFPGA产品的解决方案。”FelixBaum说。转载自维库电子市场网。

QPSK是数字通信系统中一种常用的多进制调制方式。其调制的基本原理：对输入的二进制序列按每两位码元分为一组，用载波的四种相位表征它们。实际上QPSK信号是两路正交双边带信号。现在人们对通信的要求越来越高，高速率、大容量、以及多业务，这些对有限的频谱资源构成了大的挑战。因此，对相移键控的研究具有重要意义，因为信道条件的限制，大多数数字通信系统采用了对幅度波动不敏感的频移键控、相移键控和相应的派生调制方式。基于以上QPSK调制，本设计基于CPLD采用相位选择法来实现调制。1。QPSK调制原理QPSK信号的正弦载波有4个可能的离散相位状态，每个载波相位携带2个二进制符号（00、01、10、11），其信号表示式为图1（a）是载波初始相位为0°的QPSK信号矢量图，如上图1（b）是初始相位为45°的QPSK信号的矢量图。QPSK调制有两种产生方法：相乘电路法和相位选择法。乘法电路调制：二进制码经过串并变换器分为两个半速率双极性码，两路信号经过低通滤波，分别与相互正交的两路载波信号相乘，然后两路信号相加得到QPSK信号。相位选择法：输入二进制数据经过串/并变换输出双比特码元，四相载波产生器输出四种不同相位的载波，逻辑选相电路根据串/并变换输入的双比特码元，每个时间间隔选择其中一种相位的载波作为输出，然后经带通滤波器滤除带外干扰信号，就得到QPSK调制信号。2.本设计调制原理在设计中采用相位选择法来实现，QPSK信号有四种状态（00、01、10、11），将输入二进制序列每两位码元分为一组。方案中，用四种波形表示四种相位（图2）3.系统模块设计电路总分为6部分：部分：电源电路，为整个电路提供5V的电压；第二部分：时钟信号电路，用来产生一个4MHz的时钟；第三部分：基带信号产生电路，产生五种序列码（全0码、全1码、0\1码、7位M序列和15位M序列）；第四部分：调制电路，实现基带信号调制成抽样信号输出；第五部分：D/A转换电路，将调制模块输出的信号转换成模拟信号输出；第六部分：滤波电路，对D/A转换后的模拟信号经滤波完成模拟信号重建。3.1电源模块为电路提供5V电压的设计实现方案有多种，如采用USB提供5V电压也可以设计直流稳压电源。直流稳压电源的设计要先采用电源变压器经过整流电路然后滤波稳压这四部，设计实现起来相对复杂。设计中购买9V输出电源，将9V电源转化为5V电源。电路由一个7805芯片和2个电容组成，7805的1脚接电源电压输入，2脚接地，3脚经稳压后输出5V电压。C1、C2用来滤出纹波。3.2时钟信号模块时钟电路模块由2个反相器构成反馈，配合1个电容和2个电阻使晶振起振，来产生一个4MHz的时钟。3.3基带信号产生模块此模块的作用是产生五种基带信号（全0码、全1码、0\1码、7位M序列和15位M序列）。3.4D/A模块调制模块调制出来的信号是数字基带信号，需要经过D/A转换为模拟信号，在设计中选用DAC0832实现D/A转换。DAC0832输出的是电流，但要求输出是电压，所以电路还必须经过一个运算放大器转换成电压。3.5滤波模块滤波电路在设计中采用的是一个压控电压源低通滤波器。其截至频率为50KHz,增益为2,K=5.4.调制信号仿真调制信号的仿真结果如下：当输入0/1码时，由于寄存器y为2,所以循环输出电平为005A7FBF.FFBF7F5A仿真波形如图3所示。当输入15位M序列码时，由于寄存器y值是变化的，所以输出电平不是循环的，仿真波形如图4所示。5.结束语本次设计主要硬件模块有基带信号产生模块、调制模块、D/A转换模块和滤波模块，其中为简化设计系统设计供电模块采用了5V电池供电，基带信号产生模块和调制模块是设计中的关键点和难点，其基于CPLD设计，CPLD是一种整合性较高的逻辑逻辑元件。有高整合性的特点，故其有性能提升，可靠度增加，PCB面积减少和成本低等优点。转载自维库电子市场网。

紧迫的时间表有时会让工程师忽略除了VIN、VOUT和负载要求等以外的其他关键细节，将PCB应用的电源设计放在事后再添加。遗憾的是，后续生产PCB时，之前忽略的这些细节会成为难以诊断的问题。例如，在经过漫长的调试过程后，设计人员发现电路会随机出现故障，比如，因为开关噪声，导致随机故障的来源则很难追查。选择繁多对于特定的电源设计，可能有多种可行的解决方案。在下面的示例中，我们将介绍多种选择，例如单芯片电源与多电压轨集成电路(IC)。我们将评估成本和性能取舍。探讨低压差(LDO)稳压器与开关稳压器（一般称为降压或升压稳压器）之间的权衡考量。还将介绍混合方法（即LDO稳压器和降压稳压器的混合与匹配），包括电压输入至输出控制(VIOC)稳压器解决方案。在本文中，我们将分析开关噪声，以及在开关电源设计无法充分滤波时，PCB电路会受哪些影响。从总体设计角度来看，还需考虑成本、性能、实施和效率等因素。例如，如何根据给定的一个或多个电源实现多电源拓扑优化设计？我们将藉此深入探讨设计、IC接口技术、电压阈值电平，以及哪类稳压器噪声会影响电路。我们将分析一些基本逻辑电平，例如5V、3.3V、2.5V和1.8V晶体管-晶体管逻辑(TTL)、互补金属氧化物半导体(CMOS)，及其各自的阈值要求。本文还会提及正发射极耦合逻辑(PECL)、低压PECL(LVPECL)和电流模式逻辑(CML)等先进逻辑，但不会详细介绍。这些都是超高速接口，对于它们来说，低噪声电平非常重要。设计人员需要知道如何避免信号摆幅引起的这些问题。在电源设计中，成本和性能要求并存，所以设计人员必须仔细考虑逻辑电平和对干净电源的要求。在公差和噪声方面，通过设计实现可靠性并提供适当裕量，也可以避免生产问题。设计人员需要了解与电源设计相关的权衡考量：哪些可实现？哪些可接受？如果设计达不到要求的性能，那么设计人员必须重新审视选项和成本，以满足规格要求。例如，多轨器件（例如ADP5054）可以在保持成本高效的同时提供所需的性能优势。典型设计示例我们先来举个设计示例。图1显示将12V和3.3V输入电源作为主电源的电路板框图。主电源必须降压，以便针对PCB应用产生5V、2.5V、1.8V，甚至3.3V电压。如果外部3.3V电源能够提供足够的电源和低噪声，那么可以直接使用3.3V输入电轨，无需额外调节，以免产生额外成本。如果不能，则可以使用12V输入电轨，通过降压至PCB应用所需的3.3V来满足电源要求。图1.需要多轨电源解决方案的应用电路板概览。逻辑接口概述PCB一般使用多个电源。IC可能仅使用5V电源；或者，它可能要求多个电源，输入/输入接口使用5V和3.3V，内部逻辑使用2.5V，低功耗休眠方式使用1.8V。低功耗模式可能始终开启，用于定时器功能、管理等逻辑，或用于中断时启用唤醒模式，或者用于IRQ引脚，以启用IC功能并为其供电，也就是5V、3.3V和2.5V电源。所有这些或其中部分逻辑接口通常都在IC内部。图2显示了标准逻辑接口电平，包括各种TTL和CMOS阈值逻辑电平，以及它们可接受的输入和输出电压逻辑定义。在本文中，我们将讨论何时将输入逻辑驱动至低电平（用输入电压低(VIL)表示），何时驱动至高电平（用输入逻辑电平高VIH表示）。我们将重点分析VIL，即图2中标记为“Avoid”的阈值不确定区域。在所有情况下，必须考虑±10%的电源公差。图3显示了高速差分信号。本文将着重探讨图2所示的标准逻辑电平。图2.标准逻辑接口电平。开关噪声未经过充分滤波时，开关稳压器降压或升压电源设计可能产生几十毫伏至几百毫伏的开关噪声，尖峰可能达到400mV至600mV。所以，了解开关噪声是否会给使用的逻辑电平和接口造成问题非常重要。安全裕度为确保提供合适的安全裕度，实现可靠的PSU，一条设计经验法则是采用糟糕情况下的–10%公差。例如，对于5VTTL，0.8V的VIL变成0.72V，对于1.8VCMOS，0.63V的VIL变成0.57V，阈值电压(VTH)也相应降低（5VTTLVTH=1.35V，1.8VCMOSVTH=0.81V）。开关噪声(VNS)可能为几十毫伏到几百毫伏。此外，逻辑电路本身也会产生信号噪声(VN)，即干扰噪声。总噪声电压(VTN=VN+VNS)可能在100mV至800mV之间。将VTN添加至标称信号中，以生成总信号电压(VTSIG)：实际的总信号(VTSIG=VTSIG+VTN)会影响阈值电压(VTH)，进一步扩大了avoid区域。VTH区域内的信号电平是不确定的，在该区域内，逻辑电路可以任意随机翻转；例如，在糟糕的情形下，会错误触发逻辑1，而不是逻辑0。图3.高速差分逻辑接口电平。多轨PSU注意事项和提示通过了解接口输入和IC内部逻辑的阈值电平，我们现在知道哪些电平会触发正确的逻辑电平，哪些会（意外）触发错误的逻辑电平。问题在于：要满足这些阈值，电源的噪声性能需要达到什么水平？低压差线性稳压器噪声很低，但在高压降比下却并不一定高效。开关稳压器可以有效降压，但会产生一些噪声。高效低噪的电源系统应包含这两种电源的组合。本文着重介绍各种组合，包括在开关稳压器后接LDO稳压器的混合方法。（在需要时）化效率和化噪声的方法从图1所示的设计示例可以看出，为了充分提高5V稳压的效率并尽可能降低开关噪声，需要分接12V电路并使用降压稳压器，例如ADP2386。从标准逻辑接口电平来看，5VTTLVIL和5VCMOSVIL分别是0.8V和1.5V，仅使用开关稳压器时，也具备适当的裕度。对于这些电轨，通过使用降压拓扑可实现效率化，而开关噪声则低于采用5V（TTL和CMOS）技术时的VIL。通过使用降压稳压器（例如图4a所示的ADP2386配置），效率可以高达95%，如ADP2386的典型电路和效率曲线图所示（见图4b）。如果在此设计中使用噪声较低的LDO稳压器，从VIN到VOUT的7V压降会导致消耗大量内部功率，一般表现为产生热量和损失效率。为了以少量额外成本实现可靠设计，在降压稳压器后接LDO稳压器来产生5V电压也是一项额外优势。图4.ADP2386的(a)典型电路和(b)效率曲线图。图5.典型的ADP125应用。2.5V和1.8VCMOS的VIL分别是0.7V和0.63V。遗憾的是，此逻辑电平的安全裕度尚不足以避免开关噪声。要解决此问题，有两种方案可选。种：如果图1所示的外部3.3V电源具备足够功率且噪声极低，则分接这个外部3.3V电源，并使用线性稳压器（LDO稳压器），例如ADP125（图5）或ADP1740来获得2.5V和1.8V电源。注意，从3.3V到1.8V有1.5V压降。如果此压降会导致问题，则可以使用混合方法。第二种：如果外部3.3V电源的噪声不低，或不能提供足够功率，则分接12V电源，通过降压稳压器后接LDO稳压器来产生3.3V、2.5V和1.8V电源；混合方法如图6所示。加入LDO稳压器会稍微增加成本和板面积以及少量散热，但要实现安全裕度，有必要作出这些取舍。使用LDO稳压器会小幅降低效率，但可以通过保持VIN至VOUT的少量压降，使这种效率降幅达到：3.3V至2.5V，保持0.8V，或3.3V至1.8V，保持1.5V。可以使用带VIOC功能的稳压器尽可能提高效率和瞬变性能。VIOC可以调节上游开关稳压器的输出，从而在LDO稳压器两端保持合理的压降。带VIOC功能的稳压器包括LT3045、LT3042和LT3070-1。LT3070-1是一款5A、低噪声、可编程输出、85mV低压差线性稳压器。如果必须使用LDO稳压器，则存在散热问题，其中功耗=VDROP×I。例如，LT3070-1支持3A，稳压器两端的功率降幅（或功耗）典型值为3A×85mV=255mW。相比压差为400mV，输出电流同样为3A，功耗为1.2W的一些典型LDO稳压器，LT3070-1的功耗仅为其五分之一。或者，我们可以使用混合方法，以牺牲成本为代价来提高效率。图6中效率和性能均得到优化，其中先使用降压稳压器(ADP2386)将电压降至允许的电压，尽量提高效率，后接一个LDO稳压器(ADP1740)。图6.使用ADP2386和ADP1740组合的混合拓扑。此练习提供一个通用设计示例，用于显示一些拓扑和技术。但是，也不能忘记考虑其他因素，例如IMAX、成本、封装、压降等。也提供低噪声降压和升压稳压器选项，例如SilentSwitcherregulators，它具备极低的噪声和低EMI。例如，从性能、封装、尺寸和布局区域来看，LT8650S和LTC3310S具有成本高效特性。封装、功率、成本、效率和性能取舍量产PCB设计通常要求使用紧凑的多轨电源，以实现高功率、高效率、出色的性能和低噪声。例如，ADP5054四通道降压稳压器为FPGA等应用提供高功率(17A)单芯片多轨电源解决方案，如图7所示。整个电源解决方案约41mm×20mm大小。ADP5054本身的大小仅为7mm×7mm，可以提供17A总电流。要在紧凑空间内实现极高的功率电平，可以考虑使用ADI的?Moduleregulators，例如LTM4700，可以在15mm×22mm的封装大小内提供高达100A电流。图7.适合FPGA应用的ADP5054单芯片多轨电源解决方案。图8.ADP5054原理图。ADP5054通道1和通道2具有低端FET驱动器的可编程2A/4A/6A同步降压稳压器通道3和通道4：2.5A同步降压稳压器单一12A输出（通道1和通道2并联）单一5A输出（通道3和通道4并联）在10Hz至100kHz频率下，0.8VREF时为40μVrms宽输入电压范围：4.5V至15.5V±整个温度范围下的输出为1.5%250kHz至2MHz可调开关频率，并具有单独的?×频率选项功率调整灵活的并行操作低1/f噪声密度0.811V阈值的精密启用有源输出放电开关FPWM/PSM模式选择频率同步输入或输出通道1输出具有电源正常标记UVLO、OCP和TSD保护48引脚7mm×7mmLFCSP工作结温范围为?40°C至+125°C转载自维库电子市场网。

本次网络研讨会围绕锂电池储能系统的电池管理系统（BMS）、高性能SiC功率器件以及基于SiC的高能效能量转换器设计主题，邀请产业界的资深专家和领导企业，探讨可对“新基建”的可持续发展产生深远影响的技术，以及新概念和新思路。更多课程详情查看：https://www.moore8.com/courses/3084

工业类电池管理增长迅速，许多应用都会用到多节电池，为了对电池性能进行监控，就需要用到智能电池解决方案。日前，德州仪器（TI）针对这一应用市场推出了首批可扩展多节电池监控器bq76920、bq76930和bq76940，其不仅可大幅提升电池组的安全性，而且还可缩短12V~48V锂离子电池及LiFePO4电池的设计时间，并能满足电动自行车、电动工具、医疗设备以及能源存储系统等应用的需求。德州仪器高性能模拟半导体产品部电池管理产品市场及应用经理文司华博士介绍说，该系列产品是TI首批可扩展电池监控器，面向的是多节电池组的应用。bq76920、bq76930和bq76940分别针对3~5节、6~10节、9~15节串联电池应用设计，可以在恶劣的充电条件和工作条件下限度地保证电池组的安全运行。在应用方面，文司华指出，助踩式电动车（pedelec）在欧洲一些地方并不划归到电动车行列，而是划归到人力车当中。只要pedelec速度达到25km/h，其电动机就会停止。在爬坡和顶风骑车时车主可能会感觉吃力，这时它就能起到助力的效果。这类产品就广泛应用了电池管理技术。在电力系统的发输变配各个环节，都可以有不同级别的储能电站（ESS）系统（将风能、太阳能等辅助能源存储在电池组里）并网至电网。ESS很多情况下都是集装箱的形式，内部包含电池、电池控制、热管理等。同时，它可以方便地移动至其他地区。另外，电动叉车是由电池供电，其在起重、载重时要求放电速率要很大。电动工具的应用场景越来越大，产品形态也越来越多。工业应用需要多种类型的电池，从应用上分，涵盖了LEV（助踩式）、UPS和ESS、电动工具、设备（叉车）以及医疗设备。在电池组尺寸上，电池有单节、2至4节、5至16节以及大于16节之分。有的电池会更侧重在宽泛的温度范围（-40℃~125℃）内安全工作，有的电池则会侧重在更长的使用寿命、快速放电、低频次放电或超过100V的工作电压等场景。从化学成分上分，又包括锂离子、LiFePO4、PbA铅酸、NiMH和NiCd、超级电容等。典型的智能电池架构如图1所示，该电池包可以进行供电以及通信。BMS（电池管理系统）MCU可以写入算法，提供智能化操作。从板级面积、成本控制以及一致性等考虑，电压测量（电量均衡）、温度测量、电流测量以及充电开关和放电开关的驱动都需要进行集成，即多节电池组的模拟前端（AFE），而bq76920、bq76930和bq76940正是这样的产品。图1：典型的智能电池架构。智能电池需要做到安全、测量（、全面测量电池状况）、容量指示、健康指示（除电压、电流外，还需要知道电池的使用寿命有多久）、电量均衡（多节电池串联长期使用未做监控可能出现单节电池极性反转，锂电池不允许出现此类情况）、黑盒取证（电池失效返修提供十次所出现问题的保修证据）、选择性连接/断开（极度的工作条件下通过算法断开与外部的连接）以及自适应性（根据不同的应用场景做算法优化）。该系列产品内置ADC（14位ADC可测量电压和温度，16位“库仑计数器”ADC可追踪流过的电荷）与硬件保护功能。LDO（2.5V/3.3V可选）、电池均衡、MOSFET驱动等特性的集成能够使板级空间锐减30%。一体化通用数字接口I2C能够简化设计。此外，该系列可以和电量计/微控制器bq78xxx（还未量产，2014年下半年上市）搭配使用（图2）。作为AFE产品，锂离子监控器集成了所有参量的测量部分，再加上与TI标配的bq78xxx预编程配套微控制器结合使用，便形成了完整的turnkey解决方案。同时，bq78xxx提供了高灵活性、基于闪存的CEDV测量技术，几乎可以替换任何微控制器。以往，单节电量计只能监控一节电池，并且需要复杂的运放前端将电池电压降下来，而bq78xxx则可以通过bq769xx去监控每一节电池。图2：电池监控器bq76940与电量计/微控制器bq78xxx搭配使用。转载自维库电子市场网。

通常，在电机驱动应用中需要很多不同类型的保护，包括保护功率晶体管、电机或系统的任何部件。变频器的电流保护是其中至关重要的一项。它不仅能预防对功率晶体管的任何潜在损坏，而且在发生故障或控制变得不稳定时能预防电机消磁。过流保护（OCP）和短路保护（SCP）常常互换使用，但两者还是存在差别，我们将在本博文中探讨。OCP和SCP的差别简单来说，短路保护是过电流保护的一部分。图1表示不同电流保护之间的关系。接地故障保护、臂短保护和相间短保护都属于短路保护。图1.过流保护与短路保护比较图2表示不同的短路模式和电流路径。如图2（a）所示，当电机绕组短接至电机壳体（通常接地）时，或者当电机电缆短接至接地时，则发生接地故障。图2（b）表示桥臂短路，指高侧IGBT和低侧IGBT同时意外导通并产生极高电流的情况。图2（c）表示相间短路，当不同相间的电机绕组短路时发生。所有三个示例中，电流幅度因电流路径（包括IGBT本身的）阻抗而受限。图2.短路电流路径如何设置OCP点？无论面对什么类型的过流情况，如何设置保护电流大小都很关键。要解决这一问题，首先应识别系统中脆弱的部件。在大多数情况下，IGBT将早于续流二极管受损，因为，当变频器将功率传递至电机时，更容易发生过流情况。那么，是否应该将OCP跳变值设为IGBT能够处理的电流？这取决于系统采用的控制方法。在伏特/赫兹控制中（广泛用于感应电机应用），启动时的电流值无法预测。另一方面，如果采用磁场定向控制这样的电流控制方法，则特定应用中电机的电流值是众所周知的。如图3所示，为此值添加一些裕量将成为OCP触发大小的良好参考点。例如，带FOC的电冰箱使用的永磁电机，其额定电流为1Arms,但是，在初始启动冷却期间，可承受120%的过载达10分钟。此情况下，峰值电流为1Arms*120%*Sqrt（2）=1.7A峰值。考虑电流控制过冲裕量，可选择+/-2A作为控制中的电流反馈范围。接着可将2.5A设为OCP跳变点。即使在变频器电路中采用饱和电流为30A的5AIGBT,电流跳变点也不需要设为10A或更高。高电流跳变点可能造成电机消磁。如果有固定时间的过载能力，可执行I2T保护来补充OCP。图3.OCP点与其它电流大小的关系采用哪种保护方法？另一方面，SCP侧重于IGBT故障。FairchildSPM智能功率模块中的IGBT具备卓越的短路性能，但如果不能在几微秒内安全关断，仍可能受损。因此，应配置延迟时间固定在几微妙的硬件，而非通过软件实现。保护IGBT免受短路损坏的常见方法是通过电流检测电阻感测负直流总线电轨上的电流，如图4（a）所示，并将压降前馈至栅极驱动器，以便后者同时软关断IGBT.在短路条件下关断IGBT可能造成过大电压尖峰和闭锁故障。而软关断是克服这些问题为有效的方法。对于额定功率高于5Hp的变频器，电流检测电阻的选择相当有限，而Fairchild的SPM2系列产品采用感测IGBT,其中配备感测发射极引脚，载流仅为实际发射极电流的一小部分。三个感测发射极相连，使电流通过外部电流检测电阻，如图4（b）所示。压降以相似的方法前馈至栅极驱动IC。图4.使用电流检测电阻进行短路保护这些方法的缺点之一是无法检测接地故障电流，如图2（a）所示。只要总和不为零，软件可计算三相电流并识别接地故障。但响应速度可能不足以预防IGBT损坏。一个磁芯、一只正直流母线电轨上的电流检测电阻和去饱和保护也是可选接地保护方式。Fairchild可提供带不饱和保护功能的光电栅极驱动器。配备这些功能的器件有FOD8316、FOD8318和FOD8332等等。总结本文介绍了OCP和SCP的差别以及各种保护方案。为了满足应用要求，应精心选择合适的保护方法。转载自维库电子市场网。

MAX31865是一款集成的的RTD数字转换器，单芯片解决方案，能替代多个分立元件来降低成本。MAX31865提供简单而准确的测量温度，是在工业领域常用的测量值，因此非常适合用于测量和过程控制应用。MAX31865是完全集成的RTD数字转换器，该单芯片方案可将系统成本降低50%，并可处理工业设计中常见的铂RTD(如Pt100或Pt1000)电阻数字转换问题。该器件能够简便、准确地测量温度，是工业测量和过程控制的理想选择。图1参考原理图1图2参考原理图2MAX31865主要特性＊简单的数字值的转换铂RTD电阻＊处理100Ω到1kΩ(0℃)PTRTD(PT100PT1000)＊适合于2、3和4线传感器连接＊转换时间：21ms＊15位ADC分辨率;额定温度分辨率0.03125℃(由于RTD非线性变化)＊在所有操作条件下的总：0.5℃(0.05%满量程)＊±50V的输入保护＊全差分VREF输入＊故障检测(开放式电阻元件、RTD输出范围电压、短路或短路电阻元件)＊SPI兼容接口＊20引脚TQFN封装MAX31865方案特点MAX31865评估板（EV套件）提供了评估MAX31865RTD，数字转换器的硬件和软件（图形用户界面）。EV套件包括，一个MAX31865ATP，以及一个USB至SPI接口。图3toplayer图图4bottomlayer图评估套件的USB至SPI主控部分可以用于与MAX31865评估板软件互动，并执行设备的功能。＊轻松评估MAX31865＊完全组装和测试＊USBHID接口＊评估板硬件是USB供电（包括USB电缆）＊WindowsXP，WindowsVista的和Windows7兼容软件＊符合RoHS标准＊验证的PCB布局转载自维库电子市场网。

Intersil公司的ISL8216M是简单易用的高压DC/DC模块，适合于各种各样的应用程序。它消除了设计和制造风险，同时大大缩短了上市时间。ISL8216M可以拿来即用。只需要ISL8216M/输入和输出电容器和一个电阻来设置输出电压，就可以具有一个完整的高电压电源设计。ISL8216M有一个热增强的，紧凑的（15mm×15mm×3.6mm），模压树脂高密度阵列（HDA）封装，它可以满负荷运行，而无需无散热片或风扇。该封装适用于自动化装配（采用标准的表面贴装设备）。少量的外部元件减少了PCB的尺寸，只有一个组件层和一个简单的接地层。图1ISL8216M框图图2ISL8216M应用电路:输入24V~80V，输出12V/4A图3评估板ISL8216MEVAL1Z外形图ISL8216M主要特性：◆完整的开关模式电源（一个封装）◆宽输入电压范围：10V~80V◆输出电流4A◆可编程软启动◆同步和频率可调，200kHz~600kHz◆单电阻设置VOUT+2.5V~+30V◆设定点±1.5％◆可编程过电流保护◆符合RoHS（有保留）◆面积小，低尺寸（15mm×15mm×3.6mm）ISL8216M应用：◆服务器◆48V电信和数据通信应用◆12V和42V汽车和工业设备◆分布式电源转换器及负载点的（POL）调节◆通用降压型DC/DC图4评估板ISL8216MEVAL1Z电路图评估板ISL8216MEVAL1ZISL8216MEVAL1Z为ISL8216M提供了一个评估平台。输入电压范围是10V~80V，输出电压被预设为五个选项，分别是5V、12V、20V、24V和30V。从2.5V~30V范围内的任何其他输出电压可以由单个电阻设置。转载自维库电子市场网。

一些应用要求尽可能高的功率效率。例如，在某种恶劣环境下，要求DC/DC电源在高环境温度下工作，这时就需要低功耗，以让半导体器件的结温保持在其额定范围以内。其他应用可能必须达到“能源之星”规范或者绿色模式标准的严格效率要求。电池供电型应用的用户希望获得长的运行时间，而降低功耗可以直接延迟设备运行时间。今天，我们都知道，使用同步整流器可以降低功耗，并提高散热性能。低功耗应用的降压转换器和控制器设计人员已经在使用这种方法。另外，人们还开发了同步升压控制器，用于解决升压应用的功率效率问题。典型应用我们使用两个典型的升压应用来说明同步和非同步整流之间的差异。个是低输入电压应用，其可工作在低占空比下，也即输出电压接近输入电压时。这种系统的输入例子是USB端口，或者一块2节或者3节串联电池组成的锂离子（Li-Ion）电池组。DC/DC电源升高电压，对2节锂离子电池或者一台平板电脑的电池进行充电。另一个应用增高系统电源轨的电压至高输出电压，其可工作在更高的占空比下，这时输出电压远高于输入电压。输入例子为12V电源轨。功率放大器、工业计算机或者高能量密度的能量存储，均需要高输出电压。为了说明同步整流的好处，我们使用真实电路对每个应用进行测试，以比较效率和功耗。TI的TPS43060/61同步升压控制器，用于展示这些同步设计。这些电流模式升压控制器集成了控制与门驱动电路，用于低侧和高侧MOSFET.TI的TPS40210电流模式、低侧开关升压控制器用于非同步设计。基础操作图1显示了步进（升压）拓扑的典型结构图。这种拓扑由低侧功率MOSFET（Q1）、功率电感（L1）和输出电容器（C1）组成。就同步拓扑而言，高侧MOSFET（Q2）用于整流开关。图1同步与非同步升压电路在非同步升压拓扑中，使用了一个功率二极管（D1）。图2显示了开关和电感的电压和电流的等效波形。在Q1“导通”期间，电感电流斜线上升，并且VOUT从VIN断开。在此期间，输出电容器必须为负载供电。在“断开”期间，电感电流斜线下降，并通过整流开关对输出电容器充电。整流器的峰值电流等于开关的峰值电流。整流开关的选择非同步控制器使用一个外部功率二极管作为整流开关。选择功率二极管时需考虑的三个主要方面是：反向电压、正向电流和正向压降。反向电压应高于输出电压，包括开关节点振铃余量。正向额定电流应至少等于电感器的峰值电流。正向电压应较小，以提高效率和降低功耗。平均二极管电流等于平均输出电流。所选二极管封装必须能够处理功耗。同步控制器控制整流开关的另一个MOSFET.如果使用N通道MOSFET,则必须产生高于输出电压的电压，以用于门驱动器。利用一个自举电路来产生这种电压。图1包括了一个标准自举电路的典型结构图，其由自举电容器（CBOOT）和自举二极管（DBOOT）组成。在Q1“导通”期间，自举电容器被充电至某个稳定电压（VCC），其通常由一个控制器内部的低压降稳压器来调节。当Q1关闭时，电容器到接地的电压为VOUT+VCC,并且要求电压可用于开启高侧开关。控制电路也必须更加复杂，以确保整流开关导通之前有足够的延迟，从而避免两个开关同时开启。如果出现这种情况，输出电压通过两个开关短路至接地，引起可损坏开关的强电流。整流开关的功耗为了比较两个不同整流器的效率，我们应计算出功耗。在非同步拓扑中，可使用方程式1估算出整流功率二极管的功耗：使用一个同步整流器时，共有两个主要功耗源：传导功耗和空时损耗。当低侧开关关闭时，在高侧开关导通以前存在一定的时间延迟（tDELAY）。在这种延迟期间，高侧开关的体二极管（VSD）导电。一般而言，这被称作空时（停滞时间）。当高侧开关开启时，同样存在MOSFET的RDS（ON）带来的传导损耗。方程式2计算占空比（D），而方程式3估算损耗（PQ2）：在要求低占空比的应用中，整流开关导电时间占每个开关期间的百分比更大。但是，升压拓扑中非同步整流器的功耗与VIN变化带来的占空比变化无关。这是因为，VIN变化使二极管所导电流的变化大小相等但方向相反。根据方程式1,整流器损耗刚好等于正向压降乘以输出电流。同步整流器情况下，功耗对占空比有一定的依赖度，这是因为传导损耗由FET的电阻引起。这与二极管不同，二极管的损耗由正向压降引起。电阻传导损耗因电流的平方而不同，导致对占空比的依赖性，占空比更高，传导功耗也随之增加。低占空比应用的效率为了评估低占空比应用的功率效率，我们可对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用TPS43061同步升压控制器，其与CSD86330Q3D功率模块搭配。该功率模块同时集成了低侧和高侧MOSFET.非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器和一个CSD17505Q5A低侧开关，其规格与功率模块类似。这种设计具有一个肖特基二极管，用于整流器，其额定电压和电流至少为15V和7A.具有这种额定值的肖特基二极管的可用封装尺寸为TO-277A（SMPC）。仅根据典型开关封装比较解决方案尺寸，我们发现，非同步开关和二极管占用面积为65mm2,而同步功率模块开关的占用面积为12mm2.后者节省了53mm2的面积。两种设计都使用了相同的LC滤波器和750kHz开关频率。图3显示了12V输入和15V输出的这两种设计的效率和功耗情况。理想占空比为20%.本例中，同步整流器的好处很明显。满负载效率提高了约3%,而非同步设计的功耗几乎是同步设计的两倍。高占空比应用的效率为了评估高占空比应用的功率效率，我们再次对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用TPS43060同步升压控制器，其有一对功率MOSFET,用于低侧和高侧开关。MOSFET使用30mm2的典型8引脚SON封装。非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器以及一个相同的MOSFET用于低侧开关。整流器的肖特基二极管额定值至少为48V和16A.肖特基整流器使用D2PAK封装，典型面积为155mm2.相比非同步设计，同步解决方案节省了125mm2的电路板空间。两种设计都使用相同的LC滤波器和300kHz开关频率。理想占空比为75%.效率曲线表明，在这种应用中，使用同步整流器没有什么好处。从2.5~3.5A负载电流，同步解决方案的效率开始提高。但是，同步整流的主要好处是要求的电路板空间更少。轻负载效率同步设计使用的TPS43060和TPS43061的特点是非连续导电模式（DCM）反向电流检测，其提高了更轻负载条件下的效率。它降低了开关、电感和检测电阻器的传导损耗，让轻负载效率与非同步解决方案情况相同。CCM工作期间，开关、电感和检测电阻器的估计损耗，决定了该效率的大小。这些曲线表明了DCM下工作的转换器的轻负载效率相对改善情况。但是，对于一些低噪应用或者要求快速轻负载瞬态响应的应用来说，牺牲高轻负载效率来让CCM运行保持在整个负载范围，可能是一种更好的选择。转载自维库电子市场网。

在这篇文章中，我将逐步向您展示如何构建自己的基于LM317的可变电压调节器。可以转换230VAC电源硬件组件：可调输出的线性稳压器×1个电容1000µF×1个鳄鱼夹×1个旋转电位计，50kohm×1个2.5k欧姆×1个们将学习如何制作基于LM317的可变电压调节器电路模块。因此，您会想到一个显而易见的问题，什么是可变电压调节器电路？相对于恒定输入电压，可在5V至24Vdc等范围内调节电压的电路称为可变电压调节器。有时，对于不同类型的应用，我们需要不同的电压电平，例如有时对于传感器，需要5Vdc，对于电动机，则需要9V或12V。因此，我们需要不同的额定功率来完成我们的工作，或者如果我们只能为所有类型的电压电平使用一个电源单元，那该怎么办？是的，使用可变电压调节器可以实现，它可以为您调节1.25V至35V的电压。通过使用LM317稳压器IC，该稳压器电路很容易建立在我们自身的基础上。在这篇文章中，我将逐步向您展示如何构建自己的基于LM317的可变电压调节器。可以将230VAC电源转换为1.25V至24VDC。

如今的科技发展日新月异，半导体器件技术也在飞速发展着。各种全控型器件的应运而生加速了开关电源技术的发展，不对称半桥变换器技术逐渐浮上水面。这种技术结构简单，并且只使用少量的元器件，可以说是集各种优点于一身。本文介绍了几种常用的不对称半桥MOSFET驱动电路，分析了各电路的优点和适用场合。几种不对称半桥驱动电路介绍及分析非隔离的不对称半桥驱动电路图1为常用的小功率驱动电路，简单可靠成本低，适用于不要求隔离的小功率开关设备。其中一路直接接到下管，另外一路经反向器反向后驱动上管。RP1，RP2用于调节死区时间。正激式不对称半桥隔离驱动电路一种正激式不对称半桥隔离驱动电路，如图2所示。以正向电路为例，脉冲信号通过高频脉冲变压器耦合去驱动功率MOSFET管，次级脉冲电压为正时，MOSFET导通，在此期间VT3截止，由其构成的泄放电路不工作。当次级脉冲电压为零时，则VT3导通，快速泄放MOSFET栅极电荷，加速MOSFET的截止。R7是用于抑制驱动脉冲的尖峰，R9，VD3，R11，VD5，R13可以加速驱动并防止驱动脉冲产生振荡。和与它相连的脉冲变压器绕组共同构成去磁电路。该电路实现了隔离，且能输出较好的驱动波形。但是也存在一些不足之处：1、结构复杂，需要双电源供电(±12V);2、元器件较多，特别是需要两个隔离变压器，不仅占用较大空间，而且增加电路成本;专用芯片驱动电路比如L6384是专门的不对称半桥驱动芯片，其原理图及外围电路如图3所示。单脉冲从1脚(IN)输入，5脚(HVG)和7脚(LVG)输出互补的脉冲。3脚(DT/ST)外接电阻和电容来控制两路输出的死区时间。当3脚的电平低于0.5V的时候，芯片停止工作。专用芯片具有外围电路简单、占用空间小的特点，但由于其成本较高，不适用于低成本设计的产品。新型的不对称半桥隔离驱动电路根据以上几种驱动电路，针对传统隔离驱动电路结构复杂、占用空间大、驱动电路应用的局限性等问题，提出了一种新型的不对称半桥隔离驱动电路，适用于单脉冲输出的芯片，具有结构简单可靠，占用空间小等特点，并且实现了电气隔离，可以运用于中大功率场合。驱动电路如图4所示，工作频率由磁芯的特性决定，一般使用高频磁芯，工作频率可达100kHZ。原边VT1，VT2构成的推挽式功放电路。脉冲输出高电平时，VT1导通，提供MOS管驱动功率;低电平时，VT2导通，电容上的储能提供反向脉冲。变压器副边输出的两路波形经调理电路后变成互补的脉冲信号，从而驱动MOSFET。驱动脉冲为正时，MOSFET导通，在此期间VT1，VT2截止，由其构成的泄放电路不工作。当次级脉冲电压为零时，则VT1，VT2导通，快速泄放MOSFET栅极电荷，加速MOSFET的截止。稳压管VD1，VD2对脉冲波形正向进行削波。在SABER仿真下，该变压器副边N2，N3以及上、下管的驱动波形分别如图5(a)、(b)所示。该电路具有以下优点：1、电路结构较简单可靠，具有电气隔离作用。占空比固定时，通过合理的参数设计，此驱动电路具有较快的开关速度。2、该电路只需一个电源，即为单电源工作。实验和结论本文设计了一台不对称半桥变换器样机：工作频率为98kHz，输入电压为400VDC，输出电压为30VDC。测得占空比为0.47时的驱动波形Ug1，Ug1如图(6)所示。经过本文的验证，这种新型的不对称半桥隔离驱动电路结构不仅简单，并且圆满的实现了与MOS管的的互补驱动，并且这种驱动具有很好稳定性，足以成为一款高性能的驱动电路。希望大家能够充分理解这种全新的驱动电路，并将之充分利用。转载自维库电子市场网。

用UC3842做的开关电源的典型电路见图1。过载和短路保护，一般是通过在开关管的源极串一个电阻（R4），把电流信号送到3842的第3脚来实现保护。当电源过载时，3842保护动作，使占空比减小，输出电压降低，3842的供电电压Vaux也跟着降低，当低到3842不能工作时，整个电路关闭，然后靠R1、R2开始下一次启动过程。这被称为“打嗝”式（hiccup）保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入很长时间（几百ms到几s）的启动过程，平均功率很低，即使长时间输出短路也不会导致电源的损坏。由于漏感等原因，有的开关电源在每个开关周期有很大的开关尖峰，即使在占空比很小时，辅助电压Vaux也不能降到足够低，所以一般在辅助电源的整流二极管上串一个电阻（R3），它和C1形成RC滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。仔细调整这个电阻的数值，一般都可以达到满意的保护。使用这个电路，必须注意选取比较低的辅助电压Vaux，对3842一般为13～15V，使电路容易保护。图2、3、4是常见的电路。图2采取拉低第1脚的方法关闭电源。图3采用断开振荡回路的方法。图4采取抬高第2脚，进而使第1脚降低的方法。在这3个电路里R3电阻即使不要，仍能很好保护。注意电路中C4的作用，电源正常启动，光耦是不通的，因此靠C4来使保护电路延迟一段时间动作。在过载或短路保护时，它也起延时保护的左右。在灯泡、马达等启动电流大的场合，C4的取值也要大一点。图1是使用最广泛的电路，然而它的保护电路仍有几个问题：1.在批量生产时，由于元器件的差异，总会有一些电源不能很好保护，这时需要个别调整R3的数值，给生产造成麻烦；2.在输出电压较低时，如3.3V、5V，由于输出电流大，过载时输出电压下降不大，也很难调整R3到一个理想的数值；3.在正激应用时，辅助电压Vaux虽然也跟随输出变化，但跟输入电压HV的关系更大，也很难调整R3到一个理想的数值。这时如果采用辅助电路来实现保护关断，会达到更好的效果。辅助关断电路的实现原理：在过载或短路时，输出电压降低，电压反馈的光耦不再导通，辅助关断电路当检测到光耦不再导通时，延迟一段时间就动作，关闭电源。转载自维库电子市场网。

对于电子线路中所标称的噪声，可以概括地认为，它是对目的信号以外的所有信号的一个总称。最初人们把造成收音机这类音响设备所发出噪声的那些电子信号，称为噪声。但是，一些非目的的电子信号对电子线路造成的后果并非都和声音有关，因而，后来人们逐步扩大了噪声概念。例如，把造成视屏幕有白班呀条纹的那些电子信号也称为噪声。可能以说，电路中除目的的信号以外的一切信号，不管它对电路是否造成影响，都可称为噪声。例如，电源电压中的纹波或自激振荡，可对电路造成不良影响，使音响装置发出交流声或导致电路误动作，但有时也许并不导致上述后果。对于这种纹波或振荡，都应称为电路的一种噪声。又有某一频率的无线电波信号，对需要接收这种信号的接收机来讲，它是正常的目的信号，而对另一接收机它就是一种非目的信号，即是噪声。在电子学中常使用干扰这个术语，有时会与噪声的概念相混淆，其实，是有区别的。噪声是一种电子信号，而干扰是指的某种效应，是由于噪声原因对电路造成的一种不良反应。而电路中存在着噪声，却不一定就有干扰。在数字电路中。往往可以用示波器观察到在正常的脉冲信号上混有一些小的尖峰脉冲是所不期望的，而是一种噪声。但由于电路特性关系，这些小尖峰脉冲还不致于使数字电路的逻辑受到影响而发生混乱，所以可以认为是没有干扰。当一个噪声电压大到足以使电路受到干扰时，该噪声电压就称为干扰电压。而一个电路或一个器件，当它还能保持正常工作时所加的最大噪声电压，称为该电路或器件的抗干扰容限或抗扰度。一般说来，噪声很难消除，但可以设法降低噪声的强度或提高电路的抗扰度，以使噪声不致于形成干扰。电子电路中噪声的产生如何抑制？这个东西主要是由于电路中的数字电路和电源部分产生的。在数字电路中，普遍存在高频的数字电平，这些电平可以产生两种噪声：1、电磁辐射，就像电视的天线一样，通过发射电磁波来干扰旁边的电路，也就是你说的噪声。2、耦合噪声，指数字电路和旁边的电路存在一定的耦合，噪声可以直接在电器上直接影响其他的电路，这种噪声更厉害。电源上存在的噪声：如果是线性电源，首先低频的50Hz就是一个严重的干扰源。由于初级进来的交流电本身就不纯净，而且是波浪的正弦波，容易对旁边的电路产生电磁干扰，也就是电磁噪声。如果是开关电源的话噪声更严重，开关电源工作在高频状态，并且在输出部分存在很脏的谐波电压，这些对整个的电路都能产生很大的噪声。防止方法：合理地接地、采用差分结构传输模拟信号、在电路的电源输出端加去耦电容、采用电磁屏蔽技术、模拟数字地分开、信号线两边走底线、地线隔离等等。其实我说的这些在去除噪声的方面只是冰山一角，就算是玩了30年电子的人也不会完全掌握所有的这类技术，因为理解掌握这类东西需要很强的技术基础和相当丰富的经验，不过我告诉你的这些在大体上已经足够了。本底噪声是由电路本身引起的，由于电源的不纯净，电路的相位裕度和增益裕度不合适等等电路本身和器件的原因。这部分需要在电路设计时进行改进。其他噪声是由于电路布局布线不合理等等认为因素，电磁兼容，导线间干扰等等。模拟电路噪声的消除更多地依赖于经验而非科学依据。设计人员经常遇到的情况是电路的模拟硬件部分设计出来以后，却发现电路中的噪声太大，而不得不重新进行设计和布线。这种“试试看”的设计方法在几经周折之后最终也能获得成功。不过，避免噪声问题的更好方法是在设计初期进行决策时就遵循一些基本的设计准则，并运用与噪声相关的基本原理等知识。低噪声前置放大器电路的设计方法前置放大器在音频系统中的作用至关重要。本文首先讲解了在为家庭音响系统或PDA设计前置放大器时，工程师应如何恰当选取元件。随后，详尽分析了噪声的，为设计低噪声前置放大器提供了指导方针。最后，以PDA麦克风的前置放大器为例，列举了设计步骤及相关注意事项。前置放大器是指置于信源与放大器级之间的电路或电子设备，例如置于光盘播放机与高级音响系统功率放大器之间的音频前置放大器。前置放大器是专为接收来自信源的微弱电压信号而设计的，已接收的信号先以较小的增益放大，有时甚至在传送到功率放大器级之前便先行加以调节或修正，如音频前置放大器可先将信号加以均衡及进行音调控制。无论为家庭音响系统还是PDA设计前置放大器，都要面对一个十分头疼的问题，即究竟应该采用哪些元件才恰当？元件选择原则由于运算放大器集成电路体积小巧、性能卓越，因此目前许多前置放大器都采用这类运算放大器芯片。我们为音响系统设计前置放大器电路时，必须清楚知道如何为运算放大器选定适当的技术规格。在设计过程中，系统设计工程师经常会面临以下问题。1、是否有必要采用高精度的运算放大器？输入信号电平振幅可能会超过运算放大器的错误容限，这并非运算放大器所能接受。若输入信号或共模电压太微弱，设计师应该采用补偿电压(Vos)极低而共模抑制比(CMRR)极高的高精度运算放大器。是否采用高精度运算放大器取决于系统设计需要达到多少倍的放大增益，增益越大，便越需要采用较高准确度的运算放大器。2、运算放大器需要什么样的供电电压？这个问题要看输入信号的动态电压范围、系统整体供电电压大小以及输出要求才可决定，但不同电源的不同电源抑制比(PSRR)会影响运算放大器的准确性，其中以采用电池供电的系统所受影响最大。此外，功耗大小也与内部电路的静态电流及供电电压有直接的关系。3、输出电压是否需要满摆幅？低供电电压设计通常都需要满摆幅的输出，以便充分利用整个动态电压范围，以扩大输出信号摆幅。至于满摆幅输入的问题，运算放大器电路的配置会有自己的解决办法。由于前置放大器一般都采用反相或非反相放大器配置，因此输入无需满摆幅，原因是共模电压(Vcm)永远小于输出范围或等于零(只有极少例外，例如设有浮动接地的单供电电压运算放大器)。4、增益带宽的问题是否更令人忧虑？是的，尤其是对于音频前置放大器来说，这是一个非常令人忧虑的问题。由于人类听觉只能察觉大约由20Hz至20kHz频率范围的声音，因此部分工程师设计音频系统时会忽略或轻视这个“范围较窄”的带宽。事实上，体现音频器件性能的重要技术参数如低总谐波失真(THD)、快速转换率(slewrate)以及低噪声等都是高增益带宽放大器所必须具备的条件。深入了解噪声在设计低噪声前置放大器之前，工程师必须仔细审视源自放大器的噪声，一般来说，运算放大器的噪声主要来自四个方面：1、热噪声(Johnson)：由于电导体内电流的电子能量不规则波动产生的具有宽带特性的热噪声，其电压均方根值的正方与带宽、电导体电阻及绝对温度有直接的关系。对于电阻及晶体管(例如双极及场效应晶体管)来说，由于其电阻值并非为零，因此这类噪声影响不能忽视。2、闪烁噪声(低频)：由于晶体表面不断产生或整合载流子而产生的噪声。在低频范围内，这类闪烁以低频噪声的形态出现，一旦进入高频范围，这些噪声便会变成“白噪声”。闪烁噪声大多集中在低频范围，对电阻器及半导体会造成干扰，而双极芯片所受的干扰比场效应晶体管大。3、射击噪声(肖特基)：肖特基噪声由半导体内具有粒子特性的电流载流子所产生，其电流的均方根值正方与芯片的平均偏压电流及带宽有直接的关系。这种噪声具有宽带的特性。4、爆玉米噪声(popcornfrequency)：半导体的表面若受到污染便会产生这种噪声，其影响长达几毫秒至几秒，噪声产生的原因仍然未明，在正常情况下，并无一定的模式。生产半导体时若采用较为洁净的工艺，会有助减少这类噪声。此外，由于不同运算放大器的输入级采用不同的结构，因此晶体管结构上的差异令不同放大器的噪声量也大不相同。下面是两个具体例子。双极输入运算放大器的噪声：噪声电压主要由电阻的热噪声以及输入基极电流的高频区射击噪声所造成，低频噪声电平大小取决于流入电阻的输入晶体管基极电流产生的低频噪声；噪声电流主要由输入基极电流的射击噪声及电阻的低频噪声所产生。CMOS输入运算放大器的噪声：噪声电压主要由高频区通道电阻的热噪声及低频区的低频噪声所造成，CMOS放大器的转角频率(cornerfrequency)比双极放大器高，而宽带噪声也远比双极放大器高；噪声电流主要由输入门极漏电的射击噪声所产生，CMOS放大器的噪声电流远比双极放大器低，但温度每升高10(C，其噪声电流便会增加约40%。工程师必须深入了解噪声问题及进行大量计算，才可将这些噪声化为数字准确表达出来。为了避免将问题复杂化，这里只选用音频技术规格最关键的几个参数。上述方程式中的S及N均为功率。PDA麦克风前置放大器电路在这里我们讨论一下如何设计一款适合PDA采用的麦克风前置放大器，正如上文所述，我们必须明白信源是输入前置放大器的信号。首先，我们必须知道以下信息：计划采用的麦克风类型麦克风输出信号电平麦克风阻抗及指定阻抗的频率增益规定，有关增益可能受运算放大器的增益带宽积所限制输入信号频率范围噪声规定例如某种陶瓷麦克风的技术规格如下：阻抗：2.2k((以1kHz的频率操作)输出信号：200(Vpp音频输入频率范围：100Hz至4kHz热噪声：2nV/(Hz前置放大器的增益指标：500(非反相)，第一级可达5倍增益，第二级可达100倍增益。我们引用公式1：等量输入噪声(EIN)＝输入参照噪声总量()×输入频率范围输出噪声=等量输入噪声×增益=545.81nV×5=2.73uV(适用于1级增益)或545.81nV×100=54.58uV(适用于2级增益)。两个放大级的输出噪声总量1伏输出电压的信噪比电平=20×log(1V÷54.58uV)≈85.3dB电路输出噪声总量大约是每一噪声源均方根的平均均方值总和的平方根，此外输出噪声通常绝大部分来自噪声量最大的信源。实际电路如图2所示。图2MIC前置放大器电路图请注意，这款电路只适用于单电源供电的设计，其中输入及输出电容器(C1及C4)只是选项，工程师可根据实际情况考虑选用。适用与否取决于用户系统的输入与输出如何连接。若麦克风输出设有直流补偿，那么便需要增设C1输入电容器，以便阻塞直流电信号。输出电容器也可发挥相同的作用。目前市场上出售的麦克风大部分以2k(左右的高阻抗麦克风以及只有几百(的低阻抗麦克风为主，这两类麦克风都可采用上述前置放大器设计。高阻抗高输出麦克风前置放大器较为简单，可以采用非反相或反相放大器配置。由于其频率响应较为平坦，因此无需特别加以均衡，而且输入电平较大，放大器对噪声的要求很低，但高阻抗麦克风对来历不明的噪声及磁场极为敏感。低阻抗低输出麦克风前置放大器也可采用非反相或反相放大器将输入信号放大，频率响应及均衡等方面的要求都与高阻抗高输出的前置放大器大致相同。如果麦克风的输出电平较低，工程师必须注意选用低噪声的运算放大器。如性能较好的低噪声运算放大器应该产生较低的输入参照电压噪声，而且噪声不应超过10nV/((Hz)。运算放大器电路中固有噪声的分析与测量我们可将噪声定义为电子系统中任何不需要的信号。噪声会导致音频信号质量下降以及精确测量方面的错误。板级与系统级电子设计工程师希望能确定其设计方案在最差条件下的噪声到底有多大，并找到降低噪声的方法以及准确确认其设计方案可行性的测量技术。噪声包括固有噪声及外部噪声，这两种基本类型的噪声均会影响电子电路的性能。外部噪声来自外部噪声源，典型例子包括数字交换、60Hz噪声以及电源交换等。固有噪声由电路元件本身生成，最常见的例子包括宽带噪声、热噪声以及闪烁噪声等。本系列文章将介绍如何通过计算来预测电路的固有噪声大小，如何采用SPICE模拟技术，以及噪声测量技术等。转载自维库电子市场网。

通常情况下直流电源输入防反接保护电路是利用二极管的单向导电性来实现防反接保护。如下图1示：图1.二极管型防反接保护电路这种接法简单可靠，但当输入大电流的情况下功耗影响是非常大的。以汽车HID安定器为例，安定器的输入电流额定值达到8A,如选用Onsemi的快速恢复二极管MUR3020PT，额定管压降为1V，那么功耗至少也要达到：Pd＝8A×1V＝8W，这样会对安定器的效率和散热有很大影响，没有实际意义。实际应用中二极管防反接电路一般采用图2的接法，这种防反接电路的优点是电路简单，成本较低，无损耗，但电源反接后二极管导通会烧保险，反接后需要跟换保险管，通常在车载电台电路中有采用，前提是设备中一定要配有熔断器。图2.二极管型防反接保护电路应用（二）MOS管型防反接保护电路因此本安定器是利用了MOS管的开关特性，控制电路的导通和断开来设计防反接保护电路，由于功率MOS管的内阻很小，现在HOMSEMIMOSFETRds（on）已经能够做到毫欧级，解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题。具体电路如图3示。图3.MOS管型防反接保护电路MOS管通过S管脚和D管脚串接于电源和负载之间，电阻Rg为MOS管提供电压偏置，利用MOS管的开关特性控制电路的导通和断开，从而防止电源反接给负载带来损坏。实际使用HOMSEMI的HS50N06功率MOS管的Rds（on）只有20mΩ实际损耗很小，根本不用外加散热片。解决了现有采用二极管电源防反接方案存在的压降和功耗过大的问题。图4.MOS管型防反接保护电路在HID氙灯电源（通常叫安定器）中的实际应用MOS管的G管脚通过Rg2接MOS管的D管脚，并通过Rg1接电源端。两个电阻为MOS管提供电压偏置可以起到分压，使到达栅极电压降低，到达安全电压。增加输入回路轭流电感L和EMC吸收电容是防止从变压器返回的纹波电流过大，干扰防反接管HS50N06的工作状态和汽车总线的干扰。我们通过反复试验证明，Rg2下拉电阻比较重要。正常工作时，开关管DC/DC的纹波达到30-50V左右。如果Q1栅极有下拉电阻，可以起到分压，使到达栅极电压降低，到达安全电压。本文主要针对汽车总线对HID安定器的直流供电部分进行防反接保护及热插拔电路的设计，该设计既满足了电源系统可靠性和可维护性等方面的要求，同时成本也很低。本文所设计的电路已经在本公司实际系统中大量使用，其实用性和稳定性已经通过系统验证。在汽车上，往往一条线束包裹着十几支甚至几十支电线，密密麻麻令人难以分清它们的走向，加上电是看不见摸不着，因此汽车电路对于许多人来说，是很复杂的东西。这样，在电路上电或带电插拔安定器时，一般会产生很大的启动电流和电压波动，这些现象将影响设备的正常工作，甚至导致整个系统的损害。同样当12(24)V直流输入电源异常而发生正负反接的情况，为防止安定器损坏，通常要求安定器带有防反接保护电路。转载自维库电子市场网。

1.前言电子技术是一门一半实在一半虚无的东西，各种五花八门的电子元件是实实在在的，但要将它们搭构成我们想要的功能电路就较难，其中分析的各种电量更是让大多人摸不着头的虚无东西。并且还有一个致命的因素是，电子电路的制作是先难后易，必先通过繁复的计算和分析，才有后面的制作，但大多的学生并没有足够的耐性去学前面的计算和分析，只想着能尽快有后面制作来充实学习生活，到头却什么都没有。还有一个可能是导致这种结果的凶手，就是在前期的理论计算和分析太偏离实际应用。在我们所用的电子电路中，不外分几种，分别为电源电路、放大电路、振荡电路、数字逻辑电路、数字信号处理电路等。在这些电路中，又数放大电路应用最多，穿插在其它电路中。所以放大电路可以说是学习电子技术必须要掌握的内容。2.放大电路计算的技巧（举例说明）放大电路的核心元件是三极管，所以要对三极管要有一定的了解。用三极管构成的放大电路的种类较多，我们用常用的几种来解说一下（如图1)。图1是一共射的基本放大电路一般我们对放大路要掌握些什么内容？(1)分析电路中各元件的作用；(2)理解放大电路的放大原理；(3)能分析计算电路的静态工作点；(4)理解静态工作点的设置目的和方法。以上四项中，最后一项较为重要，却是较少解说得通透的一项。图1中，C1,C2为耦合电容，耦合就是起信号的传递作用，电容器能将信号从前级耦合到后级，是因为电容两端的电压不能突变，在输入端输入交流信号后，因两端的电压不能突变，输出端的电压会跟随输入端输入的交流信号一起变化，从而将信号信号从输入端耦合到输出端。但有一点要说明的是，电容两端的电压不能突变，但不是不能变。R1、R2为三极管Q1的直流偏置电阻，什么叫直流偏置？简单来说，做工要吃饭。要求三极管工作，必先要提供一定的工作条件，电子元件一定是要求有电能供应的了，否则就不叫电路了。在电路的工作要求中，第一条件是要求要稳定。所以，电源一定要是直流电源，所以叫直流偏置。为什么是通过电阻来供电？电阻就象是供水系统中的水龙头，用调节电流大小的。所以，三极管的三种工作状态：＂载止、饱和、放大”就由直流偏置决定，在图1中，也就是由R1、R2来决定了。首先，我们要知道如何判别三极管的三种工作状态，简单来说，判别工作于何种工作状态可以根据Uce的大小来判别，Uce接近于电源电压VCC,则三极管就工作于载止状态，载止状态就是说三极管基本上不工作，le电流较小（大约为零），所以R2由于没有电流流过，电压接近0V,所以Uce就接近于电源电压VCC。若Uce接近于0V,则三极管工作于饱和状态，何谓饱和状态？就是说，lc电流达到了最大值，就算lb增大，它也不能再增大了。以上两种状态我们一般称为开关状态，除这两种外，第三种状态就是放大状态，一般测Uce接近于电源电压的一半。若测Uce偏向VCC,则三极管趋向于载止状态，若测Uce偏向0V,则三极管趋向于饱和状态。教学上，一般以放大状态来解说三极管电路的。3.理解静态工作点的设置目的和方法放大电路，就是将输入信号放大后输出，(一般有电压放大，电流放大和功率放大几种，这个不在这讨论内)。先说我们要放大的信号，以正弦交流信号为例说。在分析过程中，可以只考虑到信号大小变化是有正有负，其它不说。上面提到在图1放大电路电路中，静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半，为什么?这是为了使信号正负能有对称的变化空间，在没有信号输入的时候，即信号输入为0，假设Uce为电源电压的一半，我们当它为一水平线，作为一个参考点。当输入信号增大时，则Ib增大，Ic电流增大，则电阻R2的电压U2=IcxR2会随之增大，Uce=VCC-U2，会变小。U2最大理论上能达到等于VCC，则Uce最小会达到0V，这是说，在输入信增加时，Uce最大变化是从1／2的VCC变化到0V。同理，当输入信号减小时，则lb减小，lc电流减小，则电阻R2的电压U2=lcxR2会随之减小，Uce=VCC-U2,会变大。在输入信减小时，Uce最大变化是从1/2的VCC变化到VCC。这样，在输入信号一定范围内发生正负变化时，Uce以1/2VCC为准的话就有一个对称的正负变化范围，所以一般图1静态工作点的设置为Uce接近于电源电压的一半。要把Uce设计成接近于电源电压的一半，这是我们的目的，但如何才能把Uce设计成接近于电源电压的一半？这里要先知道几个东西，第一个是我们常说的lc、lb,它们是三极管的集电极电流和基极电流，它们有一个关系是Ic=βxIb,但我们初学的时候，老师很明显的没有告诉我们，lc、lb是多大才合适？这个问题比较难答，因为牵涉的东西比较的多，但一般来说，对于小功率管，一般设lc在零点几毫安到几亳安，中功率管则在几亳安到几十毫安，大功率管则在几十毫安到几安。在图1中，设lc为2mA,则电阻R2的阻值就可以由R=U/I来计算，VCC为12V,则1/2VCC为6V,R2的阻值为6V/2mA,为3kΩ，lc设定为2毫安，则lb可由lb=lc/β推出，关健是β的取值了，β一般理论取值100,则lb=2mA/100=20?A,则R1=(VCC-0.7V)/Ib=11.3V/20uA=56.5kΩ,但实际上，小功率管的β值远不止100,在150到400之间，或者更高，所以若按上面计算来做，电路是有可能处于饱和状态的。所以有时我们不明白，计算没错，但实际不能用，这是因为教学上还少了一点实际的指导，指出理论与实际的差别。这种电路受β值的影响大，每个人计算一样时，但做出来的结果不一定相同。也就是说，这种电路的稳定性差，实际应用较少。但如果改为图2的分压式偏置电路，电路的分析计算和实际电路测量较为接近。在图2的分压式偏置电路中，同样的我们假设Ic为2mA,Uce设计成l/2VCC为6V。则RI、R2、R3、R4该如何取值呢？计算公式如下：因为Uce设计成1/2VCC为6V，则Icx(R3+R4)=6V；Ic≈Ie。可以算出R3+R4=3kΩ，这样，R3、R4各是多少?一般R4取100Ω，R3为2.9kΩ，实际上，R3我们一般直取2.7kΩ，因为E24系列电阻中没有2.9kΩ，取值2.7kΩ与2.9kΩ没什么大的区别。因为R2两端的电压等于Ube+UR4，即0.7V+100Ωx2mA=0.9V，我们设Ic为2mA，β一般理论取值100，则Ib=2mA/100=20?A，这里有一个电流要估算的，就是流过R1的电流了，一般取值为Ib的10倍左右，取IR为1200uA。则R1=11.1V／200uA≈56kΩ，R2=0.9V/(200-20)uA=5kΩ；考虑到实际上的β值可能远大于100，所以R2的实际取值为4.7kΩ。这样，R1、R2、R3、R4的取值分别为56kΩ，4.7kΩ，2.7kΩ，100Ω，Uce为6.4V。在上面的分析计算中，多次提出假设什么的，这在实际应用中是必要的，很多时候需要一个参考值来给我们计算，但往往却没有，这里面一是我们对各种器件不熟悉，二是忘记了一件事，我们自己才是用电路的人，一些数据可以自己设定，这样可以少走弯路。转载自维库电子市场网。

稳压电路是指在输入电压、负载、环境温度、电路参数等发生变化时仍能保持输出电压恒定的电路。这种电路能提供稳定的直流电源，对各种电子设备能够稳定工作起到了重要的作用。无线充电稳压电源的分类方法繁多，按输出电源的类型分有直流稳压电源和交流稳压电源;按与负载的连接方式分有串联稳压电源和并联稳压电源;按调整管的工作状态分有线性稳压电源和开关稳压电源;按电路类型分有简单稳压电源和反馈型稳压电源等等。在无线充电发射电路中电源稳压电路采用的是7805和7812配合D2稳压二极管以及电容、负载组成稳压电路，以稳定的压电给发射器主芯片供电。电子产品中，常见的三端稳压集成电路有正电压输出的78&TImes;&TImes;系列和负电压输出的79&TImes;&TImes;系列。顾名思义，三端IC是指这种稳压用的集成电路，只有三条引脚输出，分别是输入端、接地端和输出端，用78/79系列三端稳压IC来组成稳压电源所需的外围元件极少，电路内部还有过流、过热及调整管的保护电路，使用起来可靠、方便，而且价格便宜。78XX系列集成稳压器的典型应用电路如下图所示，这是一个输出正5V直流电压的稳压电源电路。IC采用集成稳压器7805，C1、C2分别为输入端和输出端滤波电容，RL为负载电阻。当输出电流较大时，7805应配上散热板。下图为提高输出电压的应用电路。稳压二极管VD1串接在78XX稳压器2脚与地之间，可使输出电压Uo得到一定的提高，输出电压Uo为78XX稳压器输出电压与稳压二极管VC1稳压值之和。VD2是输出保护二极管，一旦输出电压低于VD1稳压值时，VD2导通，将输出电流旁路，保护7805稳压器输出级不被损坏。其他常见稳压应用电路：由IDT公司无线充电方案采用P9025AC电源管理芯片，芯片内置了很多电路，包括稳压电路，这样就减少了电子元器件，降低了成本，方案合理，充电效率快，可以供大家参考。TI无线充电方案BQ51222，双模式设计(WPC和PMA标准)电源通过稳压电路输出电压5V输出最大电流为1A。Qi发射器控制器拥有输入功率限制选项，至发射器的输入电流可被限制在500mA，从而允许通过USB端口或小型电源适配器供电运行。bq500211发射器的稳压电路有3.3V的LDO稳压器构成输出芯片供电，LDO的最大优势就是PNP管只会带来很小的导通压降，满载的跌落电压的典型值小于500mV，轻载时的压降仅有10～20mV。LDO的压差为：Vdrop=Vsat(LDO稳压器)。转载自维库电子市场网。

一、稳压电源1、3～25V电压可调稳压电路图此稳压电源可调范围在3.5V～25V之间任意调节，输出电流大，并采用可调稳压管式电路，从而得到满意平稳的输出电压。工作原理：经整流滤波后直流电压由R1提供给调整管的基极，使调整管导通，在V1导通时电压经过RP、R2使V2导通，接着V3也导通，这时V1、V2、V3的发射极和集电极电压不再变化（其作用完全与稳压管一样）。调节RP，可得到平稳的输出电压，R1、RP、R2与R3比值决定本电路输出的电压值。元器件选择：变压器T选用80W～100W，输入AC220V，输出双绕组AC28V。FU1选用1A，FU2选用3A～5A。VD1、VD2选用6A02。RP选用1W左右普通电位器，阻值为250K～330K，C1选用3300?F／35V电解电容，C2、C3选用0.1?F独石电容，C4选用470?F／35V电解电容。R1选用180～220Ω/0.1W～1W，R2、R4、R5选用10KΩ、1／8W。V1选用2N3055，V2选用3DG180或2SC3953，V3选用3CG12或3CG802、10A3～15V稳压可调电源电路图无论检修电脑还是电子制作都离不开稳压电源，下面介绍一款直流电压从3V到15V连续可调的稳压电源，最大电流可达10A，该电路用了具有温度补偿特性的，高精度的标准电压源集成电路TL431，使稳压精度更高，如果没有特殊要求，基本能满足正常维修使用，电路见下图。其工作原理分两部分，第一部分是一路固定的5V1.5A稳压电源电路。第二部分是另一路由3至15V连续可调的高精度大电流稳压电路。第一路的电路非常简单，由变压器次级8V交流电压通过硅桥QL1整流后的直流电压经C1电解电容滤波后，再由5V三端稳压块LM7805不用作任何调整就可在输出端产生固定的5V1A稳压电源，这个电源在检修电脑板时完全可以当作内部电源使用。第二部分与普通串联型稳压电源基本相同，所不同的是使用了具有温度补偿特性的，高精度的标准电压源集成电路TL431，所以使电路简化，成本降低，而稳压性能却很高。图中电阻R4，稳压管TL431，电位器R3组成一个连续可调得恒压源，为BG2基极提供基准电压，稳压管TL431的稳压值连续可调，这个稳压值决定了稳压电源的最大输出电压，如果你想把可调电压范围扩大，可以改变R4和R3的电阻值，当然变压器的次级电压也要提高。变压器的功率可根据输出电流灵活掌握，次级电压15V左右。桥式整流用的整流管QL用15－20A硅桥，结构紧凑，中间有固定螺丝，可以直接固定在机壳的铝板上，有利散热。调整管用的是大电流NPN型金属壳硅管，由于它的发热量很大，如果机箱允许，尽量购买大的散热片，扩大散热面积，如果不需要大电流，也可以换用功率小一点的硅管，这样可以做的体积小一些。滤波用50V4700uF电解电容C5和C7分别用三只并联，使大电流输出更稳定，另外这个电容要买体积相对大一点的，那些体积较小的同样标注50V4700uF尽量不用，当遇到电压波动频繁，或长时间不用，容易失效。最后再说一下电源变压器，如果没有能力自己绕制，有买不到现成的，可以买一块现成的200W以上的开关电源代替变压器，这样稳压性能还可进一步提高，制作成本却差不太多，其它电子元件无特殊要求，安装完成后不用太大调整就可正常工作。二、开关电源1、PWM开关电源集成控制IC-UC3842工作原理UC3842工作原理下图为UC3842内部框图和引脚图，UC3842采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各脚功能如下：①脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；②脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；③脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；④脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/（RT×CT）；⑤脚为公共地端；⑥脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns驱动能力为±1A；⑦脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；⑧脚为5V基准电压输出端，有50mA的负载能力UC3842内部原理框图UC3842是一种性能优异、应用广泛、结构较简单的PWM开关电源集成控制器，由于它只有一个输出端，所以主要用于音端控制的开关电源。UC38427脚为电压输入端，其启动电压范围为16-34V。在电源启动时，VCC﹤16V，输入电压施密物比较器输出为0，此时无基准电压产生，电路不工作；当Vcc﹥16V时输入电压施密特比较器送出高电平到5V蕨稳压器，产生5V基准电压，此电压一方面供销内部电路工作，另一方面通过⑧脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平（芯片开始工作以后），Vcc可以在10V-34V范围内变化而不影响电路的工作状态。当Vcc低于10V时，施密特比较器又翻转为低电平，电路停止工作。当基准稳压源有5V基准电压输出时，基准电压检测逻辑比较器即达出高电平信号到输出电路。同时，振荡器将根据④脚外接Rt、Ct参数产生f=/Rt.Ct的振荡信号，此信号一路直接加到图腾柱电路的输入端，另一路加到PWM脉宽市制RS触发器的置位端，RS型PWN脉宽调制器的R端接电流检测比较器输出端。R端为占空调节控制端，当R电压上升时，Q端脉冲加宽，同时⑥脚送出脉宽也加宽（占空比增多）；当R端电压下降时，Q端脉冲变窄，同时⑥脚送出脉宽也变变窄（占空比减小）。UC3842各点时序如图所示，只有当E点为高电平时才有信号输出，并且a、b点全为高电平时，d点才送出高电平，c点送出低电平，否则d点送出低电平，c点送出高电平。②脚一般接输出电压取样信号，也称反馈信号。当②脚电压上升时，①脚电压将下降，R端电压亦随之下降，于是⑥脚脉冲变窄；反之，⑥脚脉冲变宽。③脚为电流传感端，通常在功率管的源极或发射极串入一小阻值取样电阻，将流过开关管的电流转为电压，并将此电压引入境脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加，并使取样电阻上的电压超过1V时，⑥脚就停止脉冲输出，这样就可以有效的保护功率管不受损坏。2、TOP224P构成的12V、20W开关直流稳压电源电路由TOP224P构成的12V、20W开关直流稳压电源电路如图所示。电路中使用两片集成电路：TOP224P型三端单片开关电源（IC1），PC817A型线性光耦合器（IC2）。交流电源经过UR和Cl整流滤波后产生直流高压Ui，给高频变压器T的一次绕组供电。VDz1和VD1能将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值，并能衰减振铃电压。VDz1采用反向击穿电压为200V的P6KE200型瞬态电压抑制器，VDl选用1A／600V的UF4005型超快恢复二极管。二次绕组电压通过V砬、C2、Ll和C3整流滤波，获得12V输出电压Uo。Uo值是由VDz2稳定电压Uz2、光耦中LED的正向压降UF、R1上的压降这三者之和来设定的。改变高频变压器的匝数比和VDz2的稳压值，还可获得其他输出电压值。R2和VDz2五还为12V输出提供一个假负载，用以提高轻载时的负载调整率。反馈绕组电压经VD3和C4整流滤波后，供给TOP224P所需偏压。由R2和VDz2来调节控制端电流，通过改变输出占空比达到稳压目的。共模扼流圈L2能减小由一次绕组接D端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。C7为保护电容，用于滤掉由一次、二次绕组耦合电容引起的干扰。C6可减小由一次绕组电流的基波与谐波所产生的差模泄漏电流。C5不仅能滤除加在控制端上的尖峰电流，而且决定自启动频率，它还与R1、R3一起对控制回路进行补偿。本电源主要技术指标如下：交流输人电压范围：u=85～265V；输入电网频率：fLl=47～440Hz；输出电压（Io=1.67A）：Uo=12V；最大输出电流：IOM=1.67A；连续输出功率：Po=20W（TA=25℃，或15W（TA=50℃）；电压调整率：η=78％；输出纹波电压的最大值：±60mV；工作温度范围：TA=0～50℃。三、DC-DC电源1、3V转+5V、+12V的电路图由电池供电的便携式电子产品一般都采用低电源电压，这样可减少电池数量，达到减小产品尺寸及重量的目的，故一般常用3～5V作为工作电压，为保证电路工作的稳定性及精度，要求采用稳压电源供电。若电路采用5V工作电压，但另需一个较高的工作电压，这往往使设计者为难。本文介绍一种采用两块升压模块组成的电路可解决这一难题，并且只要两节电池供电。该电路的特点是外围元件少、尺寸小、重量轻、输出+5V、+12V都是稳定的，满足便携式电子产品的要求。+5V电源可输出60mA，+12V电源最大输出电流为5mA。该电路如上图所示。它由AH805升压模块及FP106升压模块组成。AH805是一种输入1.2～3V，输出5V的升压模块，在3V供电时可输出100mA电流。FP106是贴片式升压模块，输入4～6V，输出固定电压为29±1V，输出电流可达40mA，AH805及FP106都是一个电平控制的关闭电源控制端。两节1.5V碱性电池输出的3V电压输入AH805，AH805输出+5V电压，其一路作5V输出，另一路输入FP106使其产生28～30V电压，经稳压管稳压后输出+12V电压。从图中可以看出，只要改变稳压管的稳压值，即可获得不同的输出电压，使用十分灵活。FP106的第⑤脚为控制电源关闭端，在关闭电源时，耗电几乎为零，当第⑤脚加高电平》2.5V时，电源导通；当第⑤脚加低电平2、用MC34063做3.6V电转9V电路图工作状态：无负载：输入：3.65V、18uA（相当600mAH的电池待机三年多）有负载：输出：9.88V、50.2mA，输入：3.65V、186.7mA，效率为72%工作原理：无负载时，IC的6脚没有电，停止工作，输入端3.65V工作电流只有18uA（相当600mAH的电池待机三年多）！当有负载时（Q1有Ieb电流），8550的EC极导通，IC得电工作。IC是否工作是由是否有负载决定的，就相当一个电池。用IC做电压转换效率高，输出稳定！这个电路加点改进，增加功率可以做“不需开关的4.2V转5V移动电源”。可以用个电池盒做手机的后备电源！电路图我的电感是用0.3mm的线在1cm的工字磁芯上绕约30匝。我觉得这磁芯用得偏大了，他的空间还没有绕上一半。四、充电电路1、lm358碱性电池充电器电路图碱性电池能否充电的问题，有两种不同的说法。有的说可以充，效果非常好。有的说绝对不能充，电池说明提示了会有爆炸的危险。事实上，碱性电池确可充电，充电次数一般为30-50次左右。实际上是由于在充电方法上的掌握，导致了截然不同的两种后果。首先，碱性电池可以充电是毋庸置疑的，同时，在电池的说明中，都提到碱性电池不可充电，充电可能导致爆炸。这也是没错的，但是注意这里的用词是“可能”导致爆炸。你也可以理解为厂家的一种免责性的自我保护声明。碱性电池充电的关键是温度。只要能做到对电池充电时不出现高温，就可以顺利地完成充电过程，正确的充电方法要求有几点：1.小电流50MA2.不过充1.7V，不过放1.3V一些人尝试充电实践后，斩钉截铁地说不能充电，之所以出现充不进电、用电时间短、漏液、爆炸等问题，多数是充电器的问题，如果充电器充电电流太大，远超过50ma，如一些快速充电器充电电流在200ma以上，直接的后果是电池温度很高，摸上去烫手，轻则会漏液，严重的就会爆炸。有的人使用镍氢充电电池充电器来充，低档的充电器没有自动停充功能，长时间的充电导致电池过充也会出现漏液和爆炸。好一点的充电器有自动停充功能，但停充电压一般设定为镍氢充电电池的1.42V，而碱性电池充满电压约为1.7V。因此，电压太低，感觉上就是充不进电，用电时间短，没什么效果。再有就是电池不过放指的是不要等到电池完全没电再充电，这样操作，再好的电池也就能充三、五次，且效果差。一般建议用南孚碱性电池电压不低于1.3V。所以，你如果打算对碱性电池充电，必须要有一个合格的充电器，充电电流50ma左右，充电截止电压1.7V左右。看看你家的充电器吧。市面上有卖碱性电池专用充电器的，所谓专利产品。实际上就是充电电压1.7V电流50ma的简单电路。利用手边现有的零件LM358和TL431，我做了个简单电路，截止电压1.67V自动停充，成本两元而已。供感兴趣的朋友参考。相关说明：碱锰充电电池：是在碱性锌锰电池的基础上发展起来的，由于应用了无汞化的锌粉及新型添加剂，故又称为无汞碱锰电池。这种电池在不改变原碱性电池放电特性的同时，又能充电使用几十次到几百次，比较经济实惠。碱性锌锰电池简称碱锰电池，它是在1882年研制成功，1912年就已开发，到了1949年才投产问世。人们发现，当用KOH电解质溶液代替NH4Cl做电解质时，无论是电解质还是结构上都有较大变化，电池的比能量和放电电流都能得到显着的提高。它的特点：1.开路电压为1.5V；2.工作温度范围宽在－20℃～60℃之间，适于高寒地区使用；3.大电流连续放电其容量是酸性锌锰电池的5倍左右；4.它的低温放电性能也很好。充电次数在30次以内，一般10-20次，需要特别充电器，极为容易丧失充电能力。2、2.75W中功率USB充电器电路图该设计采用了PowerIntegrations的LinkSwitch系列产品LNK613DG。这种设计非常适合手机或类似的USB充电器应用，包括手机电池充电器、USB充电器或任何有恒压／恒流特性要求的应用。在电路中，二极管D1至D4对AC输入进行整流，电容C1和C2对DC进行滤波。L1、C1和C2组成一个π型滤波器，对差模传导EMI噪声进行衰减。这些与PowerIntegrations的变压器E-sheild？技术相结合，使本设计能以充足的裕量轻松满足EN55022B级传导EMI要求，且无需Y电容。防火、可熔、绕线式电阻RF1提供严重故障保护，并可限制启动期间产生的浪涌电流。图1显示U1通过可选偏置电源实现供电，这样可以将空载功耗降低到40mW以下。旁路电容C4的值决定电缆压降补偿的数量。1μF的值对应于对一条0.3Ω、24AWGUSB输出电缆的补偿。（10μF电容对0.49Ω、26AWGUSB输出电缆进行补偿。）在恒压阶段，输出电压通过开关控制进行调节。输出电压通过跳过开关周期得以维持。通过调整使能与禁止周期的比例，可以维持稳压。这也可以使转换器的效率在整个负载范围内得到优化。轻载（涓流充电）条件下，还会降低电流限流点以减小变压器磁通密度，进而降低音频噪音和开关损耗。随着负载电流的增大，电流限流点也将升高，跳过的周期也越来越少。当不再跳过任何开关周期时（达到最大功率点），LinkSwitch-II内的控制器将切换到恒流模式。需要进一步提高负载电流时，输出电压将会随之下降。输出电压的下降反映在FB引脚电压上。作为对FB引脚电压下降的响应，开关频率将线性下降，从而实现恒流输出。D5、R2、R3和C3组成RCD-R箝位电路，用于限制漏感引起的漏极电压尖峰。电阻R3拥有相对较大的值，用于避免漏感引起的漏极电压波形振荡，这样可以防止关断期间的过度振荡，从而降低传导EMI。二极管D7对次级进行整流，C7对其进行滤波。C6和R7可以共同限制D7上的瞬态电压尖峰，并降低传导及辐射EMI。电阻R8和齐纳二极管VR1形成一个输出假负载，可以确保空载时的输出电压处于可接受的限制范围内，并确保充电器从AC市电断开时电池不会完全放电。反馈电阻R5和R6设定最大工作频率与恒压阶段的输出电压。五、恒流源1、浅谈如何设计三线制恒流源驱动电路恒流源驱动电路负责驱动温度传感器Pt1000，将其感知的随温度变化的电阻信号转换成可测量的电压信号。本系统中，所需恒流源要具有输出电流恒定，温度稳定性好，输出电阻很大，输出电流小于0．5mA（Pt1000无自热效应的上限），负载一端接地，输出电流极性可改变等特点。由于温度对集成运放参数影响不如对晶体管或场效应管参数影响显着，由集成运放构成的恒流源具有稳定性更好、恒流性能更高的优点。尤其在负载一端需要接地的场合，获得了广泛应用。所以采用图2所示的双运放恒流源。其中放大器UA1构成加法器，UA2构成跟随器，UA1、UA2均选用低噪声、低失调、高开环增益双极性运算放大器OP07。设图2中参考电阻Rref上下两端的电位分别Va和Vb，Va即为同相加法器UA1的输出，当取电阻R1=R2，R3=R4时，则Va=VREFx+Vb，故恒流源的输出电流就为：由此可见该双运放恒流源具有以下显着特点：1）负载可接地；2）当运放为双电源供电时，输出电流为双极性；3）恒定电流大小通过改变输入参考基准VREF或调整参考电阻Rref0的大小来实现，很容易得到稳定的小电流和补偿校准。由于电阻的失配，参考电阻Rref0的两端电压将会受到其驱动负载的端电压Vb的影响。同时由于是恒流源，Vb肯定会随负载的变化而变化，从而就会影响恒流源的稳定性。显然这对高精度的恒流源是不能接受的。所以R1，R2，R3，R4这4个电阻的选取原则是失配要尽量的小，且每对电阻的失配大小方向要一致。实际中，可以对大量同一批次的精密电阻进行筛选，选出其中阻值接近的4个电阻。2、开关电源式高耐压恒流源电路图研制仪器需要一个能在0到3兆欧姆电阻上产生1MA电流的恒流源，用UC3845结合12V蓄电池设计了一个，变压器采用彩色电视机高压包，其中L1用漆包线在原高压包磁心上绕24匝，L3借助原来高压包的一个线圈，L2借助高压包的高压部分。L3和LM393构成限压电路，限制输出电压过高，调节R10可以调节开路输出电压。转载自维库电子市场网。

升压器12v升220v电路其实就是一个震荡电路，就是把直流电变成交流电，然后通过变压器升压变成220V，然后在输出端接上用电器即可。12v转220v逆变器由逆变电路、逻辑控制电路、滤波电路三大部分组成，主要包括输入接口、电压启动回路、MOS开关管、PWM控制器、直流变换回路、反馈回路、LC振荡及输出回路、负载等部分。控制电路控制整个系统的运行，逆变电路完成由直流电转换为交流电的功能，滤波电路用于滤除不需要的信号，逆变器的工作过程就是这样子的了。其中逆变电路的工作还可以细化为：首先，振荡电路将直流电转换为交流电;其次，线圈升压将不规则交流电变为方波交流电;最后，整流使得交流电经由方波变为正弦波交流电。升压器12v升220v电路图（一）原理图如下图所示，采用了功率较大的三极管2N3055，而电阻只用了两个，且最好电阻的功率选大一点，这样电路的输出功率也会相应地增加，上图中用的是1W的400欧姆电阻，如果没有1W的也没关系，现在用到的最多的是1/4W的电阻，只要选择四个电阻并联大约是400Ω就可以了。升压器12v升220v电路图（二）升压器12v升220v电路图（三）如下图，我们也可以清楚看到需的元件还有各个元件之间的连接情况，在电路功能上，除了变压器T1用来升压，电源V1用来供电之外，剩下的原件就是产生矩形波的电路。在电阻选择上R1和R2一般在1.2k-4.7k之间，三极管无特别要求根据变压器的容量选择，容量大就用功率大点的；变压器可用普通控制变压器，只要有两组12V就行，我们这个原理图中选择器件为变压器0v－12V－12V，三极管用的达林顿管MJ11032，电阻4.7k，输出功率能够达到百瓦左右，也不算小了，不过变压器的功率要选大点了，否则输出功率没有那么大。升压器12v升220v电路图（四）此逆变器主要由MOS场效应管，普通电源变压器构成。其输出功率取决于MOS场效应管和电源变压器的功率。12V直流升压到220V交流的电路图（五）电路图中：25T310T20T250T是变压器线圈的绕组匝数，VT1是大功率三极管，可使用电视机电源管，R1的电阻是15-50Ω/5w，R4的电阻470Ω3W12V直流升压到220V交流的电路图（六）变压器可选用一个100W机床控制变压器，将变压器铁芯拆开，再将次级线圈拆下来，并记录匝数，以便于计算每伏圈数。然后用φ1.35mm的漆包线重新绕次级线圈，先绕一个22V的主线圈，在中间抽头，再用φ0.47的漆包线绕两个4V的反馈线圈，线圈的层间用较厚的牛皮纸绝缘。线圈绕好后插上铁芯，将两个4V次级分别和主线圈连在一起，注意头尾的别接反了。可通电测电压，如果4V线圈和主线圈连接后电压增加说明连接正确，反之就是错的，可换一下接头就可以了。与4V线圈串联的两个电阻R2、R3可用电阻丝制作，可根据输出功率大小选择电阻的大小，一般为几欧姆，输出功率大时，电阻越小，偏流电阻用1W300Ω的电阻，不接这个电阻也能工作，但由于管子的参数不一致有时不起振，最好接一个。三极管的选择：每边用三只3DD15并联，共用六只管子，电路连接好后检查无错误，就可以通电调整了，接上蓄电池，找一个100W的白炽灯做负载，打开开关，灯泡应该能正常发光，如果不能正常发光，可减小基极的电阻，直到能正常发光为止，再接上彩电看能否正常启动，不能正常启动也是减小基极的电阻，调整完毕后就可以正常使用了。直流12V转220V交流逆变器电路图（500W）（七）此直流12V转220V交流逆变器电路可以转换为12V直流转220伏交流。CD4047是用来产生方波。基本公式为P=VI输入输出之间的变压器，输入功率=输出功率因此，变压器12V到220伏，但输入绕组必须能够承受20A。转载自电子发烧友。

将交流市电转换为低压直流的常规方法是采用变压器降压后再整流滤波，当受体积和成本等因素的限制时，最简单实用的方法就是采用电容降压式电源。采用电容降压时应注意以下几点：1、根据负载的电流大小和交流电的工作频率选取适当的电容，而不是依据负载的电压和功率。2、限流电容必须采用无极性电容，绝对不能采用电解电容。而且电容的耐压须在400V以上。最理想的电容为铁壳油浸电容。3、电容降压不能用于大功率条件，因为不安全。4、电容降压不适合动态负载条件。5、同样，电容降压不适合容性和感性负载。6、当需要直流工作时，尽量采用半波整流。不建议采用桥式整流，而且要满足恒定负载的条件。电路一这一类的电路通常用于低成本取得非隔离的小电流电源。它的输出电压通常可在几伏到三几十伏，取决于所使用的齐纳稳压管。所能提供的电流大小正比于限流电容容量。采用半波整流时，每微法电容可得到电流(平均值)为：(国际标准单位)I(AV)=0.44*V/Zc=0.44*220*2*Pi*f*C=0.44*220*2*3.14*50*C=30000C=30000*0.000001=0.03A=30mA如果采用全波整流可得到双倍的电流(平均值)为：I(AV)=0.89*V/Zc=0.89*220*2*Pi*f*C=0.89*220*2*3.14*50*C=60000C=60000*0.000001=0.06A=60mA一般地，此类电路全波整流虽电流稍大，但是因为浮地，稳定性和安全性要比半波整流型更差，所以用的更少。使用这种电路时，需要注意以下事项：1、未和220V交流高压隔离，请注意安全，严防触电!2、限流电容须接于火线，耐压要足够大(大于400V)，并加串防浪涌冲击兼保险电阻和并放电电阻。3、注意齐纳管功耗，严禁齐纳管断开运行。电路二最简单的电容降压直流供电电路及其等效电路如图1，C1为降压电容，一般为0.33~3.3uF。假设C1=2uF，其容抗XCL=1/(2PI*fC1)=1592。由于整流管的导通电阻只有几欧姆，稳压管VS的动态电阻为10欧姆左右，限流电阻R1及负载电阻RL一般为100~200，而滤波电容一般为100uF~1000uF，其容抗非常小，可以忽略。若用R代表除C1以外所有元器件的等效电阻，可以画出图的交流等效电路。同时满足了XC1>R的条件,所以可以画出电压向量由于R甚小于XC1，R上的压降VR也远小于C1上的压降，所以VC1与电源电压V近似相等，即VC1=V。根据电工原理可知：整流后的直流电流平均值Id,与交流电平均值I的关系为Id=V/XC1。若C1以uF为单位，则Id为毫安单位，对于22V，50赫兹交流电来说，可得到Id=0.62C1。由此可以得出以下两个结论：(1)在使用电源变压器作整流电源时，当电路中各项参数确定以后，输出电压是恒定的，而输出电流Id则随负载增减而变化;(2)使用电容降压作整流电路时，由于Id=0.62C1,可以看出，Id与C1成正比，即C1确定以后，输出电流Id是恒定的，而输出直流电压却随负载电阻RL大小不同在一定范围内变化。RL越小输出电压越低，RL越大输出电压也越高。C1取值大小应根据负载电流来选择，比如负载电路需要9V工作电压，负载平均电流为75毫安，由于Id=0.62C1，可以算得C1=1.2uF。考虑到稳压管VD5的的损耗，C1可以取1.5uF，此时电源实际提供的电流为Id=93毫安。稳压管的稳压值应等于负载电路的工作电压，其稳定电流的选择也非常重要。由于电容降压电源提供的的是恒定电流，近似为恒流源，因此一般不怕负载短路，但是当负载完全开路时，R1及VD5回路中将通过全部的93毫安电流，所以VD5的最大稳定电流应该取100毫安为宜。由于RL与VD5并联，在保证RL取用75毫安工作电流的同时，尚有18毫安电流通过VD5，所以其最小稳定电流不得大于18毫安，否则将失去稳压作用。限流电阻取值不能太大，否则会增加电能损耗，同时也会增加C2的耐压要求。如果是R1=100欧姆，R1上的压降为9.3V,则损耗为0.86瓦,可以取100欧姆1瓦的电阻。滤波电容一般取100微法到1000微法,但要注意其耐亚的选择.前已述及,负载电压为9V,R1上的压降为9.3V,总降压为18.3V,考虑到留有一定的余量,因此C2耐压取25V以上为好。电路三如图-1，C1为降压电容器，D2为半波整流二极管，D1在市电的负半周时给C1提供放电回路，D3是稳压二极管R1为关断电源后C1的电荷泄放电阻。在实际应用时常常采用的是图-2的所示的电路。当需要向负载提供较大的电流时，可采用图-3所示的桥式整流电路。整流后未经稳压的直流电压一般会高于30伏，并且会随负载电流的变化发生很大的波动，这是因为此类电源内阻很大的缘故所致，故不适合大电流供电的应用场合。器件选择1、电路设计时，应先测定负载电流的准确值，然后参考示例来选择降压电容器的容量。因为通过降压电容C1向负载提供的电流Io，实际上是流过C1的充放电电流Ic。C1容量越大，容抗Xc越小，则流经C1的充、放电电流越大。当负载电流Io小于C1的充放电电流时，多余的电流就会流过稳压管，若稳压管的最大允许电流Idmax小于Ic-Io时易造成稳压管烧毁。2、为保证C1可工作，其耐压选择应大于两倍的电源电压。3、泄放电阻R1的选择必须保证在要求的时间内泄放掉C1上的电荷。电容降压式电源是一种非隔离电源，在应用上要特别注意隔离，防止触电。整流后未经稳压的直流电压一般会高于30伏，并且会随负载电流的变化发生很大的波动，这是因为此类电源内阻很大的缘故所致，故不适合大电流供电的应用场合。电容降压式电源是一种非隔离电源，在应用上要特别注意隔离，防止触电。电容降压的工作原理并不复杂。他的工作原理是利用电容在一定的交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流。例如,在50Hz的工频条件下，一个1uF的电容所产生的容抗约为3180欧姆。当220V的交流电压加在电容器的两端，则流过电容的最大电流约为70mA。虽然流过电容的电流有70mA，但在电容器上并不产生功耗,应为如果电容是一个理想电容，则流过电容的电流为虚部电流，它所作的功为无功功率。根据这个特点，我们如果在一个1uF的电容器上再串联一个阻性元件,，则阻性元件两端所得到的电压和它所产生的功耗完全取决于这个阻性元件的特性。例如，我们将一个110V/8W的灯泡与一个1uF的电容串联，在接到220V/50Hz的交流电压上，灯泡被点亮，发出正常的亮度而不会被烧毁。因为110V/8W的灯泡所需的电流为8W/110V=72mA，它与1uF电容所产生的限流特性相吻合。同理，我们也可以将5W/65V的灯泡与1uF电容串联接到220V/50Hz的交流电上，灯泡同样会被点亮，而不会被烧毁。因为5W/65V的灯泡的工作电流也约为70mA。因此，电容降压实际上是利用容抗限流。而电容器实际上起到一个限制电流和动态分配电容器和负载两端电压的角色。转载自维库电子市场网。

1概述RS一485接口是一种基于平衡发送和差分接收的串行总线，具有很强的抗共模干扰能力，在适当的波特率下传输距离远;同时易于进行网络扩展，被广泛的应用在很多工业现场。节能灯寿命检测环境中，主要干扰来自开关和寿命检测的强电干扰、开关产生的电磁干扰、空气循环设备的干扰等等;同时由于寿命检测环境温度高，强电系统复杂，也给系统的运行提出更高的要求。寿命检测系统要求实时报告每一盏节能灯的运行状态、环境温度、电压等，并在寿终计算出节能灯寿命、光通等参数。可见系统的传输数据量大，实时性强，因此物理总线的拓扑结构和通信协议尤为关键。2接口设计良好的接口设计，应该在硬件上保证系统有良好的抗干扰性、稳定性和易扩展性。本系统选用了性价比很高的半双工接口芯片SN65HVD3082。它具有以下特点[1]：①满足或超出TIA/EIA-485A标准的要求;②低静态电流消耗——有效模式为小于0.3mA，关闭模式为lnA;③优化的驱动器输出信号，传输率达200kbps时保持低EMI;④1/8单元负载——1条总线上多达256个节点;⑤总线引脚ESD保护超过16kv;⑥工业标准SN75176覆盖范围;⑦失效保护功能。基于SN65HVD3082的RS-485接口电路，通常有三种方案。(1)直接控制收发的RS-485接口电路此方法使用控制器切换发送使能和接收使能端，控制接口电路数据的发送和接收。由于采用直接收发，因此需要发送和接收时的转换，只能加入额外的控制器来控制发送和接收的转换;同时，需要用控制器存储转发所有的传输数据，这样，每传输1帧数据，至少损失1个单位的接收时间(储存转发1帧数据的时间)。此方案不利于数据量大的实时通信，而且在发送和接收的切换过程中，在VA和VB(VA和VB分别是Rs一485总线的A、B端的电压)有阶跃电压的产生。这个阶跃电压对接收器的接收有干扰产生。(2)自动收发转换的RS-485接口电路图l所示的虚线框中为接口电路，通过对真值表进行分析，其发送和接收过程为：当发送端DI=O时，DE/RE=1发送O电平，接收端RO=O;当发送端DI=1时，DE/RE=0，VA=VB=2.5V，接收端由于上拉电阻的作用RO=1。在此接口电路的TXo端加入1kHz的TTL方波对电路进行测试。未加入120Ω端电阻时，接口芯片的485-A和485-B脚都有约50μs的电压变化过程，如图2所示。接收端Ro波形的上升沿有明显的延迟约30～40μs(和数据发送端DI比较)，造成很大的传输误差;加入120Ω端电阻时，延迟明显缩小，约3μs。此电路在发送高电平时，发送器处于高阻状态，总线上所有接口处于接收状态，总线是空闲的，允许其他接口发送数据，因此容易引入总线冲突。特别是连续发送商电平比特时，发送器处于高阻状态的时间越长，引入总线冲突的几率就越大。(3)零延时的RS-485接口电路零延时RS-4185接口电路主要采用74HCl4和电路中的电阻、电容等元件构成一个延时很短的电路，其主要作用是：①发送器在发送高电平的时候，在短延时内不再是处于高阻状态，仍有驱动电流存在，这样在一定程度上可以增加接口的抗干扰能力。②从真值表可以看出.对于接收器，当VID=VA-VR≥一O.01V时，RO=1;在发送端，当DE/RE=0，发送驱动器的VA和VB都是高阻态，此时VA=VB=2.5V，因此，这时对于接收端RO=1;而在短延时的时间内，由千DI=1且DE/RE=1.所以RO=1.可见在短延时和DE/RE=0的时间内接收端RO=l，这样就完成了对高电平的发送和接收，而且在接收端的上升沿不会有延迟，即零延时，如图3所示。把图l中自动收发转换的RS-485接口电路换成零延时的RS-485接口电路，如图4所示。同样在TX0端加入1kHz的方波对电路进行测试，结果是接收端RO的上升沿不会有延迟。这和是否接入120Ω的端电阻没有关系，证实了以上的分析。图2、3中虚线箭头指向处的电压为2.5V。图4中，根据系统所确定的传输速度来选择R3和C0参数，以达到零延时。传输速度越高，延时越小。这里选择R3=22kΩ，C0=1000pF。自动收发转换的RS-4t85接口电路和零延时的RS-485接口电路都有不足之处，即在发送端发送连续的高电平时，逻辑上发送端是处于发送状态，接收端处于接收状态;但实际上，此时所有SN75HVl53082接口的DE/RE=0，所以，所有的发送端和接收端都处于接收状态。这在对等的网络结构中是不能忽视的，因为在这段时间内，总线是空闲的，是允许节点发送数据的。这里采用的是主从式的网络结构，因此这个问题不会影响系统工作。3网络拓扑结构网络拓扑结构的设计是根据寿命检测系统的实际需要提出的，设计目标是：满足lO个寿命架，每个寿命架64个节点的检测要求，在硬件和软件上做到容易扩展，走线合理。因此逻辑上采用主从式网络结构，物理结构上采用星型拓扑结构，如图5所示。这个拓扑结构有两级总线，主要由以下设备组成：①RS-232转RS-485。实现RS-232到RS-485电气信号的转换，这是第一级RS-485总线。②10口的485HIJB(集线器)。如图6所示，485HUB是由1个主机和10个从机的零延时的RS-485接口组成，这是在逻辑上实现主从式结构的基础。当主机端下行发送数据时，连接在10个从机接口上的所有接口都可以接收到数据;而当某个从机接口上挂接的节点上行发送数据时，只有主机节点(PS端)和挂接在同一个从机接口上的其他节点可以接收到数据。这是第二级RS-485总线。③单片机节点。有4种节点，即节能灯状态采集节点、温度采集节点、供电电压采集节点和模式控制节点。每个单片机节点的通信接口都采用零延时的RS-485接口电路，每一个节点都有自己的地址，用于PC端寻址。理论上，SN75HVD3082的一条总线可以连接多达256个节点，因此在每个从机接口上可以扩展更多的节点;同时在RS-232转RS-485转换器的总线上也可以连接更多的485HUB。这样就可以实现硬件上的扩展。4通信协议采用9600bps的波特率，固定长度帧结构，帧长度10字节。帧信息定义如下：帧头(0x550xAA)、命令(1字节)、数据(4字节)、从机地址(2字节)、校验(1字节)。在通信协议中采用帧校验和帧超时，以达到软件抗干扰的目的。①帧校验：采用累加和校验。在发送时，把帧头、命令、数据、从机地址几个域相加并取最低字节填充到校验域。如果节点不处于接收状态，则启动发送，否则等待;如果在未超时，并完整地接收到10字节时，把帧头、命令、数据、从机地址几个域相加，并与校验域比较，相同表示成功接收到1帧数据。②帧超时：帧超时定义是，在接收到第一个字节时，进入接收状态，并设置8ms定时，以后每接收到一个字节，重置8ms定时。正常情况下，接收一个字节约1ms时间。如果超过8ms，则退出接收状态，丢弃当前接收帧，回到空闲状态，等待下一帧的接收。在程序设计中，帧超时的定义与程序的架构和波特率有关，原则上只要大于1个字节的接收时间就可以了。这里选择8ms与程序的架构有关。5测试结论和应用前景在设置了所有节点的地址后，即可在现场对系统进行测试。测试方案是，在PC机端运行测试软件，约每隔50ms发送一次测试命令轮询所有的节点。每一次发送都要求有数据返回，否则视为通信错误。软件连续运行7天，没有发现错误，说明系统稳定可靠。目前设计的节能灯寿命检测系统已经在现场成功投入使用，运行效果良好。此系统设计思想对于设计具有大量节点、大数据量的实时智能检测系统起到借鉴作用，在自动化检测领域中将有较为广泛的应用价值。转载自维库电子市场网。

在电路设计当中，全桥的作用非常重要，当桥式整流电路当中的四个二极管封装在一起时就构成了全桥电路，而全桥电路实际上就是我们常说的H桥电路。本篇文章将主要介绍H桥电机驱动的工作原理，从逆时针和顺时针两个方面来进行全面的分析。图1H桥式电机驱动电路图1中所示为一个典型的直流电机控制电路。电路得名于“H桥式驱动电路”是因为它的形状酷似字母H。4个三极管组成H的4条垂直腿，而电机就是H中的横杠(注意：图1及随后的两个图都只是示意图，而不是完整的电路图，其中三极管的驱动电路没有画出来。如上图所示，H桥式电机驱动电路包括4个三极管和一个电机。要使电机运转，必须导通对角线上的一对三极管。根据不同三极管对的导通情况，电流可能会从左至右或从右至左流过电机，从而控制电机的转向。要使电机运转，必须使对角线上的一对三极管导通。例如，如图2所示，当Q1管和Q4管导通时，电流就从电源正极经Q1从左至右穿过电机，然后再经Q4回到电源负极。按图中电流箭头所示，该流向的电流将驱动电机顺时针转动。图2H桥电路驱动电机顺时针转动当三极管Q1和Q4导通时，电流将从左至右流过电机，从而驱动电机按特定方向转动(电机周围的箭头指示为顺时针方向)。图3H桥电路驱动电机逆时针转动图3所示为另一对三极管Q2和Q3导通的情况，电流将从右至左流过电机。当三极管Q2和Q3导通时，电流将从右至左流过电机，从而驱动电机沿另一方向转动(电机周围的箭头表示为逆时针方向)。使能控制和方向逻辑驱动电机时，保证H桥上两个同侧的三极管不会同时导通非常重要。如果三极管Q1和Q2同时导通，那么电流就会从正极穿过两个三极管直接回到负极。此时，电路中除了三极管外没有其他任何负载，因此电路上的电流就可能达到最大值(该电流仅受电源性能限制)，甚至烧坏三极管。图4具有使能控制和方向逻辑的H桥电路基于上述原因，在实际驱动电路中通常要用硬件电路方便地控制三极管的开关。图4所示就是基于这种考虑的改进电路，它在基本H桥电路的基础上增加了4个与门和2个非门。4个与门同一个“使能”导通信号相接，这样，用这一个信号就能控制整个电路的开关。而2个非门通过提供一种方向输人，可以保证任何时候在H桥的同侧腿上都只有一个三极管能导通。(与前面的示意图一样，图4所示也不是一个完整的电路图，特别是图中与门和三极管直接连接是不能正常工作的。)采用以上方法，电机的运转就只需要用三个信号控制：两个方向信号和一个使能信号。如果DIR-L信号为0，DIR-R信号为1，并且使能信号是1，那么三极管Q1和Q4导通，电流从左至右流经电机(如图5所示);如果DIR-L信号变为1，而DIR-R信号变为0，那么Q2和Q3将导通，电流则反向流过电机。图5使能信号与方向信号的使用实际使用的时候，用分立件制作H桥式是很麻烦的，好在现在市面上有很多封装好的H桥集成电路，接上电源、电机和控制信号就可以使用了，在额定的电压和电流内使用非常方便可靠。比如常用的L293D、L298N、TA7257P、SN754410等。H桥电路经常被应用与逆变器电路和直流电机电路当中，在这里我们只对H桥电路在直流电机当中的应用原理做出了解释。希望各位能够充分掌握全桥电路的各种基础知识，这样不但方便设计的快速进行还能帮助我们巩固基础知识。转载自维库电子市场网。

继电器内部具有线圈的结构，所以它在断电时会产生电压很大的反向电动势，会击穿继电器的驱动三极管，为此要在继电器驱动电路中设置二极管保护电路，以保护继电器驱动管。如图9-53所示是继电器驱动电路中的二极管保护电路，电路中的J1是继电器，VD1是驱动管VT1的保护二极管，R1和C1构成继电器内部开关触点的消火花电路。1.电路工作原理分析继电器内部有一组线圈，如图9-54所示是等效电路，在继电器断电前，流过继电器线圈L1的电流方向为从上而下，在断电后线圈产生反向电动势阻碍这一电流变化，即产生一个从上而下流过的电流，见图中虚线所示。根据前面介绍的线圈两端反向电动势判别方法可知，反向电动势在线圈L1上的极性为下正上负，见图中所示。如表9-44所示是这一电路中保护二极管工作原理说明。2.故障检测方法和电路故障分析对于这一电路中的保护二极管不能采用测量二极管两端直流电压降的方法来判断检测故障，也不能采用在路测量二极管正向和反向电阻的方法，因为这一二极管两端并联着继电器线圈，这一线圈的直流电阻很小，所以无法通过测量电压降的方法来判断二极管质量。应该采用代替检查的方法。当保护二极管开路时，对继电器电路工作状态没有大的影响，但是没有了保护作用而很有可能会击穿驱动管;当保护二极管短路时，相当于将继电器线圈短接，这时继电器线圈中没有电流流过，继电器不能动作。转载自唯样电子资讯。

随着漏电断路器使用推广及人民生活水平提高，家用电器等设备增加，而家用电器普遍存在感性负载和容性负载，这些负载在使用中易产生感应电动势、浪涌电压以及冲击电流，从而要求漏电断路器对抗浪涌电压、冲击电流等干扰的能力越来越强，使漏电断路器在各种情况下能可靠使用，确保漏电断路器不出现误跳和失效现象。1.漏电芯片电源部分最新的国家标准GB16917.1-2014（带过载电流保护的漏电断路器标准）中规定，对于应用于三相四线制中的漏电保护器，当其中任意两相发生断相的故障且此时线路中存在漏电流，若该漏电流达到漏电保护器的整定动作电流值IΔn，那么漏电保护器必须可靠脱扣，能够发挥保护功能。针对这一标准，漏电保护器的整流部分，通常采用全桥整流就能满足要求，只要考虑整流二极管的反向耐压值能满足EMC方面的试验要求。若采用集成芯片如54123方案，那么芯片8脚需要并联钽电容和X7R封装电容，起到整流后滤波和抗高频干扰的作用，这样芯片54123才能工作在较理想的状态。同时国家标准GB16917.1-2014中规定了：若漏电保护器的整定漏电动作电流小于等于30mA，则该漏电保护器需要满足50V动作特性。50V动作特性：当漏电保护器RCBO处于闭合位置时切断电源，RCBO不应分断；紧接着在电源端施加50V电压，对RCBO某一极突加IΔn，RCBO应脱扣。为了满足这个动作特性，就要合适的选择芯片54123的电源脚的降压电阻，使得当电源端电压为交流50V时，经过整流滤波之后芯片54123的电源电压在其数据手册规定范围内（最小值为12V，通常需要16V）。经过这两个步骤，应该说漏电集成芯片的电源端是比较理想的，如果PCB空间充足情况下还可在电源引脚和地之间并联一个稳压管。2.可控硅触发部分断路器三相同时通电时，经过全桥整流之后加在可控硅两端的直流电压超过500V，对单个可控硅的参数要求非常高，目前主流产品都是采用双硅串联的电路，以此降低单个可控硅两端的直流电压，提高可控硅触发电路的可靠性和稳定性。现有技术采用的双硅串联电路如下图所示，只是简单的把两个可控硅串联起来，当漏电IC芯片检测到漏电信号达到跳闸阈值时，跳闸信号输出引脚输出高电平，可控硅SCR2触发，继而可控硅SCR1触发，从而使得漏电断路器线圈脱扣。从图1可以看出，断路器正常通电情况下，整流之后的直流电压几乎全部加在可控硅SCR1上，SCR2并没有起到分担电压的作用。若可控硅SCR1性能参数不良被击穿时，线路中的高直流电压非常容易再次击穿可控硅SCR2，导致漏电断路器直跳异常现象的发生。这种线路对单个可控硅的参数性能要求依旧很高，并没有充分利用双硅串联的可靠性。因此，通过上述分析，漏电保护器可控硅触发部分的设计，最重要的是要使得两个串联的可控硅在漏电保护器正常通电时的承受电压比较均匀，这样才能充分发挥两个可控硅的作用，提高线路的整体耐压水平。最容易想到的就是通过电阻进行分压如下图所示，其中R3，R4电阻阻值要选择一样，根据可控硅SCR1的具体参数选择合适的R5，R6阻值，保证可控硅SCR2触发时可控硅SCR1能被可靠触发。当断路器正常通电时，经过整流之后的直流电压通过R3和R4构成的均分分压电路，可控硅SCR2视为阻值非常大的电阻，使得加在可控硅SCR1阴极上的电压几乎和触发极一样，同为阳极电压的一半。此时可控硅SCR2的阳极电压也就是可控硅SCR1阳极电压的一半，实现两个可控硅分担均分电压，即使单个可控硅的耐压参数不高，也能可靠的工作。当漏电IC芯片检测到漏电信号达到跳闸阈值时，跳闸信号输出引脚输出高电平，可控硅SCR2触发，此时可控硅SCR2的阳极电压接近于0，可控硅SCR1阳极电压经过电阻R3，R4，R5，R6构成的分压电路，以合适的电压加在触发极上，从而使得漏电断路器线圈脱扣。转载自维库电子市场网。