AMD将在今年内完成7nmZen2架构产品的布局，同时在年底前拿出Zen3。按照CEO苏姿丰博士在己方赞助脱口秀《TheBringUp》中所说的，Zen3进展一切顺利，非常让人兴奋。事实上，已经有曝料人士发现，Zen3的代码日前出现在了LinuxKernel的错误检测和校正中，具体对应的是“Family19h”，当前的Zen2是“Family17h”。根据早先一份出现在AMD官方视频后被移除的EPYC7000霄龙处理器路线图，Zen3架构依然基于7nm工艺，单路最高64核，服务器平台代号“Milan(米兰)”，原生支持PCIe4.0。另外，Zen3处理器早在去年第二季度就流片了，理论上今年三季度会完全准备就绪，第四季度如期亮相。按照AMDCTO透露的信息，此次的IPC提升幅度依然有两位数。

虽然锂离子电池一时半会儿被取代不了，但实际上，技术公司们一直试图寻求改良性的突破。据外媒报道，一家来自美国洛杉矶的公司RealGraphene宣布，其为智能手机开发的石墨烯电池已经做好商用准备。石墨烯是一种重要导体，其在传递过程中产生的热量少，也就是能量损失低，转化效率高。按照RealGraphene的说法，借助60W的充电器，3000mAh的石墨烯电池只需20分钟即可充满，比当前同等容量手机电池节省多达一个小时。与此同时，石墨烯电池还具备耐用的特点，其充放电循环次数可达1500次，而普通电池多为300~500次。不过，商用石墨烯电池的缺点就是成本较高，比普通电池平均高出30%。几年前，一公斤石墨烯的价格是30万美元。RealGraphene透露，正与制造商、移动电源企业进行洽谈以获得足够的订单，按照目前进展，可能需要1年的时间来推进量产。另外，RealGraphene自行出品的石墨烯充电宝已经在美亚开卖，10000mAh，配60W充电器、55分钟满电，对外可支持三台设备，单口最高22.5W，三口50W。文章来源网络

对于为消费类、工业和其他细分市场设计的电池供电移动设备而言，可靠的长期数据存储已成为日益重要的需求。在早期的产品中，使用的是常规的非易失性存储器(NVM)技术，例如闪存或电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)，来满足这种需求。然而，对于当今的先进移动产品，用户不断期望更长的电池寿命，这使得能够提供可靠存储而又不影响设计性能或功耗预算的选择大大受限。本文介绍CypressSemiconductor的Excelon铁电随机存取存储器(F-RAM)系列，并展示了如何使用该存储器来满足电池供电设备对可靠的长期存储的需求。便携式设备面临的存储挑战在可穿戴设备、物联网设备和其他便携式产品的设计中，产品功能的增强直接伴随着对大型非易失性存储的需求。用户对更全面信息的需求促使这些设计中集成了更多类型的传感器，而这些传感器以更高的分辨率和更快的更新速率运行。同时，用户希望这些先进的产品能够提供全面的历史数据和趋势视图，而不仅限于当前传感器数据的简单快照。特别是，该设备必须能够按需生成此数据目录，而无需主动连接到云、智能手机或其他外部设备。设计人员试图用传统的NVM技术来满足这些基本要求，但却面临多重困难，尤其是在功耗受限的设计中。由于完成编程过程所需的周期较长，因此许多NVM技术的写入时间本身就比RAM要慢得多。传统的EEPROM可能具有几毫秒的写入时间。即使在高级闪存中，由于在写入周期内需要额外的“停留时间”，也会降低性能。反过来，更长的写入周期意味着总体电流消耗增加，以及数据更新速率降低。最后，传统NVM器件的写入寿命规格通常有限。如果以常规数据存储所需的重复写入周期使用，则这些器件可能会在产品的使用寿命内失效。面向越来越多的电池供电设计，F-RAMNVM器件提供了一种更简单的长期存储解决方案，兼具所需的速度、耐用性和低功耗运行优势。典型F-RAM器件的写入耐久性和写入周期时间优于EEPROM和闪存好几个数量级，甚至在速度上接近静态RAM(SRAM)。实际上，F-RAM兼具传统RAM的性能优势和其他NVM技术的非易失性存储功能。在F-RAM解决方案中，CypressSemiconductor的ExcelonLP（低功耗）F-FRAM系列更进一步，能够满足电池供电的可穿戴设备和其他移动产品对超低功耗的基本要求。超低功耗F-RAMCypress的ExcelonLPF-RAM器件是集成的非易失性存储器子系统，结合了F-FRAM阵列、寄存器、控制和接口逻辑，以及一个特殊扇区，其设计用于在多达三个标准回流焊周期中保存内容（图1）。ExcelonLPF-FRAM器件提供的长期可靠性水平远远超过典型的EEPROM或闪存。这些器件具有1015个读/写周期的使用寿命和151年的数据保留能力，超过了任何实用性可穿戴设备或物联网设备的实际使用寿命。这些器件的写入性能还提高了应用的整体可靠性。由于这些器件以总线速度将数据写入非易失性F-RAM阵列，因此与其他类型的NVM器件相比，大幅降低了丢失数据的几率。在那些器件中，不仅写入时间要长得多，相应的内部数据缓存需求还造成较宽的易损窗口，如果在写入序列完成之前出现电源故障，数据可能会丢失。与其他NVM技术不同，ExcelonLPF-FRAM器件以极低的电流电平运行，而这正是延长便携式产品的电池寿命所需要的。Cypress的CY15x108QI8兆位(Mb)F-RAMLP系列运行在20兆赫(MHz)时，仅消耗1.3毫安(mA)电流，而Cypress的CY15x104QI4MbF-RAMLP系列仅消耗1.2mA电流。这些器件还为开发人员提供了多种选择，以实现进一步降低电流消耗，具体如下所述。ExcelonLP系列产品设计用于支持广泛的系统要求，可在商业和工业温度范围内以及不同的供电电压下使用。例如，4MbCY15V104QI和8MbCY15V108QI的供电电压范围为1.71V至1.89V，而4MbCY15B104QI和8MbCY15B108QI的设计工作电压范围为1.8V至3.6V。简单的系统设计除了确保与不同应用的运行要求适当匹配之外，这些器件还可简化系统设计。在典型的设计中，开发人员将使用串行外设接口(SPI)总线将一个或多个ExcelonLPF-RAM器件作为SPI从设备连接到SPI主设备，例如微控制器（图2）。互连SPI总线上的事务简单而快速。写入存储器时，ExcelonLPF-RAM器件没有前述闪存或EEPROM技术的额外写入延迟。相反，当每个字节通过SPI总线到达器件时，会被立即写入F-RAM阵列，从而大幅降低由于突然断电而导致数据丢失的风险。对于系统开发人员而言，写入过程遵循简单的SPI协议，其中涉及工业标准SPI操作代码（操作码）。主机处理器通过发送写使能(WREN)操作码(06h)同时升高然后降低片选(ØCS)线的电平，来开始每个写入序列。在短暂的初始化阶段之后，主机处理器通过依次发送写操作码(02h)和24位地址来开始写入操作。（在这些器件中，该地址的高四位会被忽略，但可确保与将来更高密度的F-RAM器件兼容。）发送地址后，主机处理器即会开始传输数据字节（图3）。当主机处理器发送数据字节时，只要主机处理器将ØCS线保持低电平并继续发送时钟信号，F-RAM器件就会在内部自动递增地址。因此，设计人员可以在需要任意单字节写入和块写入组合的设计中使用ExcelonLPF-RAM器件。读取操作遵循类似的SPI协议。降低ØCS电平后，主机处理器会发送读取操作码(03h)和24位地址。ExcelonLPF-RAM器件通过每个SCK时钟周期在SO线上传输数据字节来立即做出响应。与写入操作一样，只要主机处理器将ØCS保持低电平并继续发出SCK时钟，读取操作就会继续。文章来源网络

自从140年前第一个商用的白炽灯泡问世以来，发光二极管（LED）灯泡是照明领域的最大进步。LED灯的好处无数，而且有据可查。与现代的白炽灯泡相比，它们通常节省75％的能量，使用寿命可以延长50倍以上。今天的LED灯泡比以前的LED灯泡有了很大的改进。它们产生的热量极少，不发出紫外线或红外线，不含汞，耐冲击，并能在极端环境下有效运行。照明革命的下一个浪潮即将来临：智能互联照明。为LED灯泡添加无线连接和联网功能，不仅提供了简单的开/关功能，还提供了更多的机会。您可以通过简单的智能手机应用程序或语音助手来调整亮度、色温和定时，甚至在旅途中远程控制灯光。以前闻所未闻的应用包括无线接近传感器触发的智能灯在晚上当您穿过房屋或建筑物时自动照亮走廊和房间，床头照明在早晨逐渐唤醒您，或医院照明使用色彩改善情绪、健康及加快康复。智能连接照明的便利性和好处是无限的。与传统照明相比，智能照明仍处于新生阶段，但是在住宅、商业和工业市场中，智能照明的采用率正在稳步提高，这在一定程度上得益于采用了绿色能源激励措施和法规，例如CaliforniaTitle20。根据研究和市场预测，到2022年全球智能照明市场将达到240亿美元，2018年至2023年的复合年增长率（CAGR）将高达21％。随着越来越多的“物”相互连接以及消费者逐渐接受智能家居技术，对智能互联照明的接受和需求将继续增长。这就是为什么AcuityBrands、Cree、Eaton、GELighTIng、Philips/Signify、Osram和许多其他顶级照明品牌不仅竞相提供智能LED产品，而且还提供易于部署、可互操作、安全且可升级的完整照明生态系统的原因。智能LED设计挑战以经济高效的方式在LED灯泡中实现无线连接会给照明OEM厂商带来一系列新的设计和实施的挑战。例如，智能LED灯泡必须满足严格的RF法规要求、苛刻的能效标准、高温等级以及严格的产品尺寸和空间限制。照明开发人员还必须考虑设备和网络的安全性，并确保智能LED灯泡与任何其他已连接的IoT产品一样抵抗得住恶意黑客的攻击。另一个关键的设计考量因素是无线协议的选择。许多可连接的灯都在2.4GHz频段上运行，并使用几种流行的基于标准的短距离无线协议之一，例如Zigbee、低功耗蓝牙（BluetoothLowEnergy）、蓝牙网状网络（BluetoothMesh）或Wi-Fi。使用基于标准的协议有助于实现与普通消费产品（例如语音助手、智能手机和平板电脑）的互通，无需额外的自定义网关和网络基础设施产品。某些智能LED设计可能需要多协议连接，例如支持低功耗蓝牙进行设备设置和控制以及通过网关访问基于Zigbee的多节点照明网状网络的能力。蓝牙或Zigbee等标准之外的专有无线协议也是一种选择。虽然在短期内实现专有无线协议可能很容易且具有成本效益，但这种选择可能会带来互操作性和可升级性的长期挑战。基于标准的无线解决方案推动了大批量生产，因此从长远来看可能是更具成本效益的选择。而从众多可用选项中选择合适的无线技术和供应商，需要对RF设计以及性能权衡和风险有更深入的了解。智能LED设计也必须满足传统照明产品所不需要的无线标准和法规性能要求，例如电磁（EM）辐射和能耗。实施带来的挑战为了将新的智能LED产品推向市场，照明OEM厂商还面临着一些涉及工程和运营资源的实施挑战：·要发展专业知识并分配资源以实施并成功完成标准和法规的认证测试，例如FCC和CE认证。·要考虑确保产品部署到现场后的产品功能和安全性升级的设置，通常通过无线（OTA）更新。·管理物料的采购和多个组件的库存。·验证与智能家居或智能建筑中其他无线物联网产品和生态系统的互操作性。·优化物料清单（BOM）和开发成本，以交付具有成本竞争力的产品，同时满足严格的生产计划并缩短上市时间。借助模块解决方案消除设计和实施带来的挑战虽然对于具有较少RF经验和专业知识的开发人员而言，向LED灯泡添加无线连接可能是一项艰巨的任务，但现在可以使用经过预先认证的无线模块解决方案来简化智能LED产品设计的任务，从而最大程度地减少照明OEM厂商面临的许多挑战。无线模块旨在提供一个全方位的即插即用解决方案，该解决方案集成了开发人员完成LED设计的连接部分所需的关键组件。模块供应商已经完成了天线设计、阻抗匹配、无源器件的调谐和集成以及协议开发等以射频为中心的艰巨任务。对于自身可能缺乏必要RF或协议专业知识的OEM厂商来说，这些已完成的工程和集成工作可以带来巨大的好处。此外，无线模块通常附带所有必需的软件，包括所选的协议栈。模块供应商还提供易于使用的开发工具，以支持和简化设计和调试过程。通过在LED设计中使用无线模块，照明OEM厂商无需担心管理天线、晶体振荡器和无源器件等多个RF组件的采购和库存。此外，同一模块还可用于多种照明产品，从而进一步简化了采购和库存管理。选择正确的模块解决方案在评估LED设计的模块选项时，照明OEM厂商应寻找专门为互联照明应用的特定需求而设计的解决方案。例如，SiliconLabs的MGM210L和BGM210L模块是可用于照明市场的首批针对应用优化的模块产品。MGM210L模块支持Zigbee和Thread，以及动态多协议连接（例如Zigbee和BluetoothLowEnergy）。BGM210L设计用于BluetoothLowEnergy或BluetoothMesh。这两个新模块旨在简化和加速功能丰富、颜色可选和可调光的LED灯的开发，同时使开发人员能够利用基于蓝牙、Zigbee和Thread的网状网络生态系统。xGM210L模块基于SiliconLabsSeries2EFR32xG21无线片上系统（SoC）芯片，其外围设备针对照明应用进行了优化。该SoC包含低功耗的Arm®Cortex®-M33处理器内核，足够支持动态多协议操作和OTA固件更新以确保智能照明产品未来适应性的内存，以及能够支持802.15.4、BluetoothMesh协议和BluetoothLowEnergy的高性能2.4GHz射频收发器。无线电通过单协议或多协议连接来处理无线网络功能。集成的RF功率放大器还使得xGM210L模块能够处理需要数百米视距连接的远程应用。诸如xGM210L器件之类的高能效模块可提供较低的有功功耗水平，该功耗水平经过了优化，可以满足CaliforniaTItle20设备效率法规。许多运往美国市场的照明产品必须符合CaliforniaTItle20法规，需要对照明控制设备的制造商进行认证。模块解决方案可以帮助照明OEM厂商减少与RF设计、协议优化和法规认证有关的研发周期。xGM210L模块经过了预先认证，可以在北美（FCC和ISED）、欧洲（CE）、韩国和日本使用，旨在最大程度地减少与全球无线认证相关的时间、成本和风险因素，从而使照明OEM厂商缩短数月的产品上市时间。随着制造商为更多的LED产品增加RF连接性，小尺寸灯泡设计带来了复杂的尺寸、功率和散热限制，而现有的无线解决方案无法轻松解决这些限制。xGM210L模块旨在解决这些限制。该模块的定制印制电路板（PCB）尺寸（16mmx23mm）符合大多数LED灯泡外壳的紧凑尺寸。它还具有最高+125°C的额定温度，可确保在灯泡外壳中可靠地运行（灯泡外壳在长时间使用后会变热）。安全性是智能LED产品的另一个重要考量因素。最近的媒体报道称，黑客通过LED灯泡入侵了智能家居网络，这已经使消费者和照明开发商都意识到了从灯泡本身到云端对于安全的迫切需求。照明OEM厂商应寻求能够提供内置硬件安全功能的模块，无需增加成本，即可使开发人员能够在智能LED产品中实现强大的安全性。例如，xGM210L模块具有专用的安全内核，该内核隔离了应用处理器，并提供快速、节能的加密操作以及差分功耗分析（DPA）对策。符合NIST和AIS-31要求的真随机数生成器（TRNG）可以增强器件加密。具有信任根和安全加载程序（RootofTrustandSecureLoader，RTSL）技术的安全启动（SecureBoot）有助于防止恶意软件侵入和回滚，确保可靠的固件执行和OTA更新。具有独特锁定/解锁功能的安全调试接口允许进行经过身份验证的访问，以增强故障分析能力。该模块的ArmCortex-M33内核集成了TrustZone技术，可为可信软件架构实现系统级的硬件隔离。完整的模块解决方案应附带强大的无线软件协议栈，从而使开发人员可以选择标准协议，例如Zigbee、Thread、BluetoothMesh和BluetoothLowEnergy。此外，开发人员应当期望全面的软件支持，包括强大的软件开发工具包（SDK）和高级工具，以帮助验证网络性能并辅助调试，优化智能照明应用的性能和能耗。xGM210L模块带有功能强大的开发工具套件，例如网络分析仪（NetworkAnalyzer）、能耗分析器（EnergyProfiler）等。SDK包含实现低能耗操作所需的所有库以及使灯泡与网络通信所需的所有驱动程序。结论毫无疑问，智能LED灯泡产品在住宅、商业和工业市场中越来越受欢迎。现在可以使用全面的硬件和软件解决方案来简化联网照明产品的开发。经过优化的无线模块现已上市，可帮助缩短上市时间，减少开发和认证成本，并解决OEM厂商可能面临的许多无线设计挑战。

一轮蓝牙设备、无绳电话和蜂窝电话需求高潮正促使中国电子工程师越来越关注RF电路设计技巧。RF电路板的设计是最令设计工程师感到头疼的部分，如想一次获得成功，仔细规划和注重细节是必须加以高度重视的两大关键设计规则。射频（RF）电路板设计由于在理论上还有很多不确定性，因此常被形容为一种“黑色艺术”，但这个观点只有部分正确，RF电路板设计也有许多可以遵循的准则和不应该被忽视的法则。不过，在实际设计时，真正实用的技巧是当这些准则和法则因各种设计约束而无法准确地实施时如何对它们进行折衷处理。当然，有许多重要的RF设计课题值得讨论，包括阻抗和阻抗匹配、绝缘层材料和层叠板以及波长和驻波，不过，本文将集中探讨与RF电路板分区设计有关的各种问题。今天的蜂窝电话设计以各种方式将所有的东西集成在一起，这对RF电路板设计来说很不利。现在业界竞争非常激烈，人人都在找办法用最小的尺寸和最小的成本集成最多的功能。模拟、数字和RF电路都紧密地挤在一起，用来隔开各自问题区域的空间非常小，而且考虑到成本因素，电路板层数往往又减到最小。令人感到不可思议的是，多用途芯片可将多种功能集成在一个非常小的裸片上，而且连接外界的引脚之间排列得又非常紧密，因此RF、IF、模拟和数字信号非常靠近，但它们通常在电气上是不相干的。电源分配可能对设计者来说是一个噩梦，为了延长电池寿命，电路的不同部分是根据需要而分时工作的，并由软件来控制转换。这意味着你可能需要为你的蜂窝电话提供5到6种工作电源。一、RF布局概念在设计RF布局时，有几个总的原则必须优先加以满足：尽可能地把高功率RF放大器（HPA）和低噪音放大器（LNA）隔离开来，简单地说，就是让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路。如果你的PCB板上有很多物理空间，那么你可以很容易地做到这一点，但通常元器件很多，PCB空间较小，因而这通常是不可能的。你可以把他们放在PCB板的两面，或者让它们交替工作，而不是同时工作。高功率电路有时还可包括RF缓冲器和压控制振荡器（VCO）。确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。稍后，我们将讨论如何根据需要打破这个设计原则，以及如何避免由此而可能引起的问题。芯片和电源去耦同样也极为重要，稍后将讨论实现这个原则的几种方法。RF输出通常需要远离RF输入，稍后我们将进行详细讨论。敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。二、如何进行分区？设计分区可以分解为物理分区和电气分区。物理分区主要涉及元器件布局、朝向和屏蔽等问题；电气分区可以继续分解为电源分配、RF走线、敏感电路和信号以及接地等的分区。首先我们讨论物理分区问题。元器件布局是实现一个优秀RF设计的关键，最有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件，并调整其朝向以将RF路径的长度减到最小，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。最有效的电路板堆叠方法是将主接地面（主地）安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线走在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。在物理空间上，像多级放大器这样的线性电路通常足以将多个RF区之间相互隔离开来，但是双工器、混频器和中频放大器/混频器总是有多个RF/IF信号相互干扰，因此必须小心地将这一影响减到最小。RF与IF走线应尽可能走十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。正确的RF路径对整块PCB板的性能而言非常重要，这也就是为什么元器件布局通常在蜂窝电话PCB板设计中占大部分时间的原因。在蜂窝电话PCB板上，通常可以将低噪音放大器电路放在PCB板的某一面，而高功率放大器放在另一面，并最终通过双工器把它们在同一面上连接到RF端和基带处理器端的天线上。需要一些技巧来确保直通过孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用的技术是在两面都使用盲孔。可以通过将直通过孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域来将直通过孔的不利影响减到最小。有时不太可能在多个电路块之间保证足够的隔离，在这种情况下就必须考虑采用金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内，但金属屏蔽罩也存在问题，例如：自身成本和装配成本都很贵；外形不规则的金属屏蔽罩在制造时很难保证高精度，长方形或正方形金属屏蔽罩又使元器件布局受到一些限制；金属屏蔽罩不利于元器件更换和故障定位；由于金属屏蔽罩必须焊在地上，必须与元器件保持一个适当距离，因此需要占用宝贵的PCB板空间。尽可能保证屏蔽罩的完整非常重要，进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层，而且最好走线层的下面一层PCB是地层。RF信号线可以从金属屏蔽罩底部的小缺口和地缺口处的布线层上走出去，不过缺口处周围要尽可能地多布一些地，不同层上的地可通过多个过孔连在一起。尽管有以上的问题，但是金属屏蔽罩非常有效，而且常常还是隔离关键电路的唯一解决方案。此外，恰当和有效的芯片电源去耦也非常重要。许多集成了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感，通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感来确保滤除所有的电源噪音（见图1）。最小电容值通常取决于其自谐振频率和低引脚电感，C4的值就是据此选择的。C3和C2的值由于其自身引脚电感的关系而相对较大一些，从而RF去耦效果要差一些，不过它们较适合于滤除较低频率的噪声信号。电感L1使RF信号无法从电源线耦合到芯片中。记住：所有的走线都是一条潜在的既可接收也可发射RF信号的天线，另外将感应的射频信号与关键线路隔离开也很必要。这些去耦元件的物理位置通常也很关键，图2表示了一种典型的布局方法。这几个重要元件的布局原则是：C4要尽可能靠近IC引脚并接地，C3必须最靠近C4，C2必须最靠近C3，而且IC引脚与C4的连接走线要尽可能短，这几个元件的接地端（尤其是C4）通常应当通过下一地层与芯片的接地引脚相连。将元件与地层相连的过孔应该尽可能靠近PCB板上元件焊盘，最好是使用打在焊盘上的盲孔以将连接线电感减到最小，电感应该靠近C1。一块集成电路或放大器常常带有一个开漏极输出，因此需要一个上拉电感来提供一个高阻抗RF负载和一个低阻抗直流电源，同样的原则也适用于对这一电感端的电源进行去耦。有些芯片需要多个电源才能工作，因此你可能需要两到三套电容和电感来分别对它们进行去耦处理，如果该芯片周围没有足够空间的话，那么可能会遇到一些麻烦。记住电感极少并行靠在一起，因为这将形成一个空芯变压器并相互感应产生干扰信号，因此它们之间的距离至少要相当于其中一个器件的高度，或者成直角排列以将其互感减到最小。电气分区原则大体上与物理分区相同，但还包含一些其它因素。现代蜂窝电话的某些部分采用不同工作电压，并借助软件对其进行控制，以延长电池工作寿命。这意味着蜂窝电话需要运行多种电源，而这给隔离带来了更多的问题。电源通常从连接器引入，并立即进行去耦处理以滤除任何来自线路板外部的噪声，然后再经过一组开关或稳压器之后对其进行分配。蜂窝电话里大多数电路的直流电流都相当小，因此走线宽度通常不是问题，不过，必须为高功率放大器的电源单独走一条尽可能宽的大电流线，以将传输压降减到最低。为了避免太多电流损耗，需要采用多个过孔来将电流从某一层传递到另一层。此外，如果不能在高功率放大器的电源引脚端对它进行充分的去耦，那么高功率噪声将会辐射到整块板上，并带来各种各样的问题。高功率放大器的接地相当关键，并经常需要为其设计一个金属屏蔽罩。在大多数情况下，同样关键的是确保RF输出远离RF输入。这也适用于放大器、缓冲器和滤波器。在最坏情况下，如果放大器和缓冲器的输出以适当的相位和振幅反馈到它们的输入端，那么它们就有可能产生自激振荡。在最好情况下，它们将能在任何温度和电压条件下稳定地工作。实际上，它们可能会变得不稳定，并将噪音和互调信号添加到RF信号上。如果射频信号线不得不从滤波器的输入端绕回输出端，这可能会严重损害滤波器的带通特性。为了使输入和输出得到良好的隔离，首先必须在滤波器周围布一圈地，其次滤波器下层区域也要布一块地，并与围绕滤波器的主地连接起来。把需要穿过滤波器的信号线尽可能远离滤波器引脚也是个好方法。此外，整块板上各个地方的接地都要十分小心，否则你可能会在不知不觉之中引入一条你不希望发生的耦合通道。图3详细说明了这一接地办法。有时可以选择走单端或平衡RF信号线，有关交叉干扰和EMC/EMI的原则在这里同样适用。平衡RF信号线如果走线正确的话，可以减少噪声和交叉干扰，但是它们的阻抗通常比较高，而且要保持一个合理的线宽以得到一个匹配信号源、走线和负载的阻抗，实际布线可能会有一些困难。缓冲器可以用来提高隔离效果，因为它可把同一个信号分为两个部分，并用于驱动不同的电路，特别是本振可能需要缓冲器来驱动多个混频器。当混频器在RF频率处到达共模隔离状态时，它将无法正常工作。缓冲器可以很好地隔离不同频率处的阻抗变化，从而电路之间不会相互干扰。缓冲器对设计的帮助很大，它们可以紧跟在需要被驱动电路的后面，从而使高功率输出走线非常短，由于缓冲器的输入信号电平比较低，因此它们不易对板上的其它电路造成干扰。还有许多非常敏感的信号和控制线需要特别注意，但它们超出了本文探讨的范围，因此本文仅略作论述，不再进行详细说明。压控振荡器（VCO）可将变化的电压转换为变化的频率，这一特性被用于高速频道切换，但它们同样也将控制电压上的微量噪声转换为微小的频率变化，而这就给RF信号增加了噪声。总的来说，在这一级以后你再也没有办法从RF输出信号中将噪声去掉。那么困难在哪里呢？首先，控制线的期望频宽范围可能从DC直到2MHz，而通过滤波来去掉这么宽频带的噪声几乎是不可能的；其次，VCO控制线通常是一个控制频率的反馈回路的一部分，它在很多地方都有可能引入噪声，因此必须非常小心处理VCO控制线。要确保RF走线下层的地是实心的，而且所有的元器件都牢固地连到主地上，并与其它可能带来噪声的走线隔离开来。此外，要确保VCO的电源已得到充分去耦，由于VCO的RF输出往往是一个相对较高的电平，VCO输出信号很容易干扰其它电路，因此必须对VCO加以特别注意。事实上，VCO往往布放在RF区域的末端，有时它还需要一个金属屏蔽罩。谐振电路（一个用于发射机，另一个用于接收机）与VCO有关，但也有它自己的特点。简单地讲，谐振电路是一个带有容性二极管的并行谐振电路，它有助于设置VCO工作频率和将语音或数据调制到RF信号上。所有VCO的设计原则同样适用于谐振电路。由于谐振电路含有数量相当多的元器件、板上分布区域较宽以及通常运行在一个很高的RF频率下，因此谐振电路通常对噪声非常敏感。信号通常排列在芯片的相邻脚上，但这些信号引脚又需要与相对较大的电感和电容配合才能工作，这反过来要求这些电感和电容的位置必须靠得很近，并连回到一个对噪声很敏感的控制环路上。要做到这点是不容易的。自动增益控制（AGC）放大器同样是一个容易出问题的地方，不管是发射还是接收电路都会有AGC放大器。AGC放大器通常能有效地滤掉噪声，不过由于蜂窝电话具备处理发射和接收信号强度快速变化的能力，因此要求AGC电路有一个相当宽的带宽，而这使某些关键电路上的AGC放大器很容易引入噪声。设计AGC线路必须遵守良好的模拟电路设计技术，而这跟很短的运放输入引脚和很短的反馈路径有关，这两处都必须远离RF、IF或高速数字信号走线。同样，良好的接地也必不可少，而且芯片的电源必须得到良好的去耦。如果必须要在输入或输出端走一根长线，那么最好是在输出端，通常输出端的阻抗要低得多，而且也不容易感应噪声。通常信号电平越高，就越容易把噪声引入到其它电路。在所有PCB设计中，尽可能将数字电路远离模拟电路是一条总的原则，它同样也适用于RFPCB设计。公共模拟地和用于屏蔽和隔开信号线的地通常是同等重要的，问题在于如果没有预见和事先仔细的计划，每次你能在这方面所做的事都很少。因此在设计早期阶段，仔细的计划、考虑周全的元器件布局和彻底的布局评估都非常重要，由于疏忽而引起的设计更改将可能导致一个即将完成的设计又必须推倒重来。这一因疏忽而导致的严重后果，无论如何对你的个人事业发展来说不是一件好事。同样应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连。类似面包板的微型过孔构造板在RF线路开发阶段很有用，如果你选用了构造板，那么你毋须花费任何开销就可随意使用很多过孔，否则在普通PCB板上钻孔将会增加开发成本，而这在大批量生产时会增加成本。如果RF走线必须穿过信号线，那么尽量在它们之间沿着RF走线布一层与主地相连的地。如果不可能的话，一定要保证它们是十字交叉的，这可将容性耦合减到最小，同时尽可能在每根RF走线周围多布一些地，并把它们连到主地。此外，将并行RF走线之间的距离减到最小可以将感性耦合减到最小。一个实心的整块接地面直接放在表层下第一层时，隔离效果最好，尽管小心一点设计时其它的做法也管用。我曾试过把接地面分成几块来隔离模拟、数字和RF线路，但我从未对结果感到满意过，因为最终总是有一些高速信号线要穿过这些分开的地，这不是一件好事。在PCB板的每一层，应布上尽可能多的地，并把它们连到主地面。尽可能把走线靠在一起以增加内部信号层和电源分配层的地块数量，并适当调整走线以便你能将地连接过孔布置到表层上的隔离地块。应当避免在PCB各层上生成游离地，因为它们会像一个小天线那样拾取或注入噪音。在大多数情况下，如果你不能把它们连到主地，那么你最好把它们去掉。本文小结在拿到一张工程更改单（ECO）时，要冷静，不要轻易消除你所有辛辛苦苦才完成的工作。一张ECO很轻易使你的工作陷入混乱，不管需要做的修改是多么的微小。当你必须在某个时间段里完成一份工作时，你很容易就会忘记一些关键的东西，更不用说要作出更改了。不论是不是“黑色艺术”，遵守一些基本的RF设计规则和留意一些优秀的设计实例将可帮助你完成RF设计工作。成功的RF设计必须仔细注意整个设计过程中每个步骤及每个细节才有可能实现，这意味着必须在设计开始阶段就要进行彻底的、仔细的规划，并对每个设计步骤的工作进展进行全面持续地评估。

为应对数据中心带来的挑战，电源方案必须更小、更紧凑、更高效和更精密。MOSFET技术有显著改进，支持将控制IC和MOSFET集成在一个非常高效和紧凑的封装中。例如，安森美半导体的NCP3284DC-DC转换器在5mmx6mm的微小面积内具有30A连续（45A脉冲）的能力，工作频率高达1MHz，可减少外部电感器和电容器的尺寸和重量。该集成器件还集成多种保护功能和可编程软启动。功率密度水平更高的是智能电源级(SPS)方案如FDMF3170。SPS集成MOSFET与先进的驱动器IC及电流和温度传感器，支持高电流、高频、同步降压DC-DC转换器设计。这全集成的方法使SPS在驱动器和MOSFET的动态性能、系统寄生降低和MOSFET导通电阻得以优化。FET对经过优化，可实现最高能效，尤其是在对现代能效要求如80plus非常严格的低占空比应用。高精度电流监控（IMON）可用于替代电感器DCR或电阻器检测方法，从而消除了通常与此类方法相关的损耗。在现代数据中心服务器系统中，即使是不起眼的保险丝也进行了改造。重要的是，在RAID系统、磁盘驱动器电源和服务器I/O卡等应用中，玻璃盒中的熔丝已被基于半导体的智能电子熔丝(eFuse)取代。eFuse使用低导通电阻MOSFET，在正常运行期间和发生热插拔时保护外设。实际上，它们可用于可能发生电源故障或负载故障以及可能需要限制浪涌、冲击电流的任何应用。除了为器件、连接器和PCB走线提供保护之外，它们还能由系统控制，并且许多都可提供有用的遥测功能如监测温度和电流。安森美半导体的NCP81295/6热插拔控制器支持最高60A峰值电流（连续50A），基于0.8mΩ的内部MOSFET以实现高效运行。它们采用5mmx5mm32引脚QFN封装，提供闩锁或自动重试版本，适合在高达+125°C的温度下使用。另一个eFuse——NIS5021是12V、12A系列器件，常与热插拔硬盘一起使用。它缓冲HDD，使其不处于可能损坏敏感电路的任何过输入电压。内置电压钳位限制输出电压以保护负载，同时保持连续供电，使驱动器可持续正常工作。复杂系统如服务器通常需要对其电源系统进行智能控制，以确保正常运行以及尽可能高的能效水平。负载管理器件支持对电源轨进行分段，从而实现精细控制。允许电路的未使用部分断电，有助于启动时上电排序和降低运营成本。反过来，较低的功率水平会导致系统中的热量减少，从而提高可靠性和增加使用寿命。大多数负载开关还支持转换速率控制，并可在故障条件下提供保护。系统设计人员使用集成的负载开关如安森美半导体的NCP455xx系列，可获得这些好处，且增加的系统器件数量尽可能少。高性能器件提供紧凑的方案，比分立式方案减少约60％的PCB占用空间。文章来源网络

剑桥基因合成专家Evonetix正在与Imec合作开发MEMSIC，以使Evonetix的DNA平台能够以商业规模生产。Evonetix的技术依靠控制芯片表面上成千上万个独立控制的反应位点或“像素”的DNA合成。在识别和消除错误的过程中，在芯片上组装成双链DNA，从而使准确性，规模和速度比传统方法高了几个数量级。根据合作条款，Imec将与Evonetix合作，以扩大在8英寸硅晶圆上的MEMS技术的制造，从而使Evonetix顺利量产。Imec能够利用其在生命科学应用中的经验，将新颖的Evonetix工艺转移到他们的代工厂，并进一步提高良率。Imec的PeterPeumans说：“Evonetix已经开发出一种创新的方法，将物理和生物学相结合，可以以高度并行的方式生产高保真长DNA。”Evonetix首席技术官MatthewHayes博士说：“在世界著名的微芯片技术领导者imec的支持下，为了进行商业供应，我们将优化高度并行的台式机平台。”

近年来，反向无线充电功能也成为中高端智能手机的趋势之一。智能手机不仅仅作为一款通讯工具，也成为集多功能于一体的智能电子设备，可为TWS无线耳机，智能手表或其他手机进行无线充电，如下图所示。反向无线充电手机的电路示意图如下图，其中升压变化器可选择德州仪器的TPS61372或TPS61089。升压方案在支持反向无线充手机中的应用TPS61372在手机反向无线充应用中有以下显著优势：·宽范围电压输出最高可至16V，减小线圈电流，降低线圈损耗；·整体方案尺寸小，设计简单，BOM成本低·芯片采用小尺寸的WCSP封装，仅为1.57mm×1.52mm×0.5mm，特别适用于手机应用；·支持1.5MHz高开关频率，可有效减小外部电感电容的尺寸，降低成本；·外部元件少，设计简单；·轻载下可选择PFM模式或者PWM模式，灵活满足客户对于轻载效率或者EMI设计要求。·具有真关断功能，当芯片处于不工作状态时，输入和输出端之间为真关断，减小待机功耗。除此之外，升压变换器在无线充电移动电源中也可以应用，支持无线充电的移动电源也越来越多的涌现出来，其无线充电路结构与手机中的类似。目前，移动电源的无线充电功率在5W~20W不等，德州仪器升压变换器TPS61089,TPS61088,TPS61178可用于此应用。TPS61089,TPS61088的最大输出电压都为12.6V，两者分别支持7A和10A的最大开关电流；TPS61178的最大输出电压为20V，能提供最大至10A的开关电流。德州仪器的这三款芯片为集成上下管的同步升压转换器，可满足5W~20W无线充移动电源的设计需要。文章来源网络

目前，市面上的无线充电器功率在5W~30W不等。由于消费者对无线充电的诉求多为高效快速，大功率无线充电器成为新的趋势。此外，支持给多种无线设备同时充电的无线充电器也以其良好的用户体验越来越受到消费者亲睐。下图所示为无线充电器同时给手机，手表和耳机进行无线充电的应用场景。下图为无线充电器电路示意图，为适应不同额定电压的适配器，输入电压范围设计为5V至20V。在待机状态下为减小待机功耗，输出电压可设计为低至2V；在满载下，输出电压需要升到最高设计值以获得最优的传输效率。如在30W无线快充中，升降压电路的最大输出电压一般设为20V左右。德州仪器LM34936为四开关管的同步升降压控制器，内置2AMOSFET驱动，最大输出电压可至30V，封装小，效率高，适用于大功率无线充电器的设计需要。如果为了降低成本，可选择升压控制器方案。德州仪器的同步升压控制器TPS43061较普通非同步升压方案可显著工作效率，减少热损耗，是大功率无线充电器设计的理想方案。文章来源网络

在单片机电路用常常需要用三极管来做开关管来使用以便驱动一些外设，这里给大家介绍一种方法.当Q1处于临界饱和时，流经R1的电流为Ic=VCC/R1，若Q1的直流增益为β（β有直流增益和交流增益之分，不同的管子差很大），则流经R2的电流为Ib=Ic/β=（Vin-Vbe）/R2，Vbe为基极与射极间的管压降，对硅管来说约为0.6V，对锗管来说，约为0.3V，此时的Vin=Ib*R2+Vbe。若要令Q1处于深度饱和状态（即开关闭合状态），Vin应大于临界饱和值，即Vin>Ib*R2+Vbe，Vin=Vbe+（Vcc*R2）/（β*R1）。若要令Q1处于截止状态（即开关打开状态），只需令Vin此外，三极管还可实现反相器的功能。当PWM1为高时，Q1导通，PWM2为低；当PWM1为低时，Q1截止，PWM2为高。当驱动H桥时，只需产生一路PWM信号，再令三极管实现反相，便可得到两路占空比互补的信号。文章来源网络

在此视频中，我将向您展示如何在家中制作自己的微型示波器，它很容易制作，代码直接在github上获取，我这里只是为大家制作一个简单的教程教程。什么是示波器？一种以前称为“示波器”，现在命令有很多种，比如，CRO（用于阴极射线示波器）或DSO（用于更现代的数字存储示波器）等，这些主要是因为在示波器的基础上又增加了不少功能，但是万变不离其宗，这是一种电子测试仪器，可以图形方式显示变化信号[电压]通常是一个或多个信号随时间变化的二维图。其他信号（例如声音或振动）可以转换为电压并显示。如上面的视频中，示波器显示经过校准的电信号随时间的变化，电压和时间分别作为Y轴和X轴。然后可以分析波形的属性，例如振幅，频率，上升时间，时间间隔，失真等。现代数字仪器可以直接计算和显示这些属性。最初，这些值的计算需要根据仪器屏幕内置的刻度手动测量波形。最终成型的作品，非常mini，非常炫酷。文章来源hackaday

BTS7960大功率直流电机驱动板电路图与PCB【简要说明】一、尺寸：长76mmX宽65mmX高28mm二、主要芯片：BTS7960、lm2576三、工作电压：控制信号直流3V至12V;驱动电机电压6V至27V四、可驱动直流（6V至27V之间电压的电机）五、最大输出电流43A六、特点：1、具有信号指示和电源指示2、转速可调3、抗干扰能力强输入全光电隔离4、内部具有续流保护5、可单独控制一台直流电机6、PWM脉宽平滑调速（可使用PWM信号对直流电机调速）7、可实现正反转8、此驱动器非常适合控制飞思卡尔智能车，驱动器压降小，电流大，驱动能力强适用场合：单片机学习、电子竞赛、产品开发、毕业设计。。。。。。BTS7960智能功率芯片中文资料BTS7960是NovalithIC家族三个独立的芯片的一部分:一是p型通道的高电位场效应晶体管，二是一个n型通道的低电位场效应晶体管，结合一个驱动晶片,形成一个完全整合的高电流半桥。所有三个芯片是安装在一个共同的引线框,利用芯片对芯片和芯片芯片技术。电源开关应用垂直场效应管技术来确保最佳的阻态。由于p型通道的高电位开关，需要一个电荷泵消除电磁干扰。通过驱动集成技术，逻辑电平输入、电流取样诊断、转换速率调整器，失效发生时间、防止欠电压、过电流、短路结构轻易地连接到一个微处理器上。BTS7960可结合其他的BTS7960形成全桥和三相驱动结构。图框如下：应用实例下图是智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片，它带有一个P沟道的高边MOSFET、一个N沟道的低边MOSFET和一个驱动Ic，如图1所示。集成的驱动Ic具有逻辑电平输入、电流诊断、斜率调节、死区时间产生和过温、过压、欠压、过流及短路保护的功能。BTS7960通态电阻典型值为16mQ，驱动电流可达43A。智能功率芯片BTS7960是应用于电机驱动的大电流半桥高集成芯片，它带有一个P沟道的高边MOSFET、一个N沟道的低边MOSFET和一个驱动Ic，如图1所示。集成的驱动Ic具有逻辑电平输入、电流诊断、斜率调节、死区时间产生和过温、过压、欠压、过流及短路保护的功能。BTS7960通态电阻典型值为16mQ，驱动电流可达43A。BTS7960的引脚Is具有电流检测功能，正常模式下，从Is引脚流出的电流与流经高边MOS管的电流成正比，若RIS=lkQ，则VIS=Iload／8．5；在故障条件下，从Is引脚流出的电流等于IIS(1im)(约4．5mA)，最后的效果是Is为高电平。如图3所示，图3(a)为正常模式下Is引脚电流输出，图3(b)为故障条件下IS引脚上的电流输出。文章来源网络

数字多用表是常用的测量仪器，目前市场常见的是3.5（三位半）和4.5手持表，用于一般测量，另外高端的则是6.5位以上的台式表，价格较高，用于高精度测量。随着电子技术的进步，高性能低成本的器件层出不穷，使得制作一部低档的6.5位数字多用表成为了可能，这里介绍这款六位版，就是在性能上、功能上和成本上综合考虑的一种设计实现方案。设计思想：选用成品的通用元件：高端DMM采用以恒温深埋齐纳基准——前端为DualJFET的混合低噪声运算放大器——多斜率积分高速高分辨率ADC为主轴的测量系统，其中每个部分的制作难度都非常高，而且需要昂贵的仪器进行调试、校准，这样的要求在业余条件下是难以满足的，所以这里采用了相对低成本可靠通用IC精密带隙基准——单片低噪声斩波稳零放大器——24Bits低噪声ΣΔADC来替代，这样的既可以减少元件采购难度，降低整体成本，最重要的是能得到可靠的性能保证，就是说可以根据DataSheet上标明的最差指标可以计算出系统的整体性能。放弃高电压，大电流量程：首先对这些量程进行高精度测量本身难度就非常高，而且对系统的输入选择、保护系统提出了很高的要求，元件质量要求高，pcb面积占用大，最重要的是要为用户人身安全负责，为了避免出现安全问题所以没有设置危险的测量量程。放弃长期稳定性：要靠数字多用表本身来保证长期稳定性意味着整个系统每个部分都要有很高的长期稳定性，基准要用深埋齐纳基准，分压电阻要用精密电阻网络等等，成本会显著提高，相对而言购买或制作标定好的基准（LYMEX有售）要便宜的多，而且在进行对比测量时可以将整体的精度提高到接近外部基准的水平。放弃交流测量：由于没有设计交流测量系统的条件,所以没有做.采用手持设备架构：由于现代MCU的集成度非常高,开发工具越来越简便,加之笔者最近在学习STM32,所以就做成手持设备了.总的讲设计要素的优先关系如下：低成本〉小巧〉低功耗〉高性能功能和指标：电源:3.0V~6V供电可用单节磷酸铁锂(3.2V),单节钴酸锂(3.7V),单节锰酸锂(3.6V),三节碱性电池(4.5V),三节镍镉或镍氢电池(3.6V),功耗250mW（开启数据保存）,2.9V低电压关机（为了保护锂电避免过放电），软件电源开关，待机电流测量：1ppm分辨率1ppm噪声5ppm线性度1ppm温度系数。电流测量100mA,10mA,1mA压降电压测量100mV,1V>10G高阻抗输入，10V，100V9M低阻抗输入（新版批量采购1.1M的电阻就是标准的10M，后文详述）。电阻测量100R1K10K100K1M采用恒流方式（对应为1mA,1mA,100uA,10uA,1uA）开路电压5V，支持4线模式。温度测量采用PT100传感器，可处理到-200摄氏度~850摄氏度，分辨率0.01度。除温度测量外都有25%的超量程测量（例如1V可测到1.25V）当开启自动量程转换时连续三个测量读数都超量程时向上换档，连续三个测量读数都欠量程（系统和软件：支持SD卡数据存储，导入校准数据，从SD卡更新固件（新版功能）。支持实时时钟，可设置自动关机，以及定时唤醒数据采集模式。支持自动量程，0位补偿，数字滤波。带有简单的帮助。设计原理电源系统：电池供电，首先经过有Q71构成的反接保护电路，之后分为两路，一路经HT7130稳压到3.0V供MCU，另一受Q72的控制作为外设的电源，它连接至两个由LT1372构成的Boost升压器，分别升至15V（供欧姆电流源和OLED偏压）和5V（供模拟部分）这里采用HT7130主要是考虑到其且具有极低的静态功耗,特别适合为待机的MCU供电。DCDC变换器采用LT1372是因为其低成本，且该器件具有NFB功能，可以方便的构成Cuk拓扑结构，组成负电压输出的开关调节器（新版要用到+-15V），虽然由于静态功耗较大，在小电流输出下效率较低，但总体上还是不错的。MCU系统：MCU采用STM32F103R6T6（其实101系列就行，但是市面上没有零售）靠内部的RC振荡器工作在20MHz的频率上（更快没实际意义，且更费电），后备电池使用0.22F的超级电容，（为了兼容性，又做了个100uF钽电容的焊盘）RTC晶振使MC-3066pF32.768K,注意要接入200K的R66否则容易振坏。MCU使用5线SWD端口进行Flash烧写和调试。PA0构成软件电源开关，可以从待机模式唤醒MCU。OLED使用串行模式，4X3矩阵键盘，SD卡采用SPI模式。其他端口用来控制模拟板。输入选择：先看电压-电阻部分继电器K1选择将HI输入端子直接接入模拟开关或者进行分压。继电器K2选择将欧姆电流源注入HI或者LOW。上面的两个继电器都使用磁保持型的，避免长期通电发热导致热电势误差。HS，LS，以及HI的输入通过R01-R06以及R17-R1AD17-D16组成的保护电路被限制在+-2.0V，然后加上从9串：11并的1.1M分压阵列99：1分压后的电压一起进入8选一模拟开关。电流部分先经过500mA熔断器-全桥的保护电路，经过继电器选择接入100R10R或1R的分流电阻，其上的压降取出后也被送入模拟开关，U01A构成的跟随器将提升二极管桥中点的电位至电流输入端子电位，从而减小了他们的漏电流。U01B为测量系统提供中点参考电位(也就是LOW端子的电位)。这里需要提下的是分压电阻采用了50ppm的晶圆电阻构成阵列，下面PCB敷铜均温，从实际效果看还是非常不错的。U01由于要求不高所以采用了低成本的MCP6002。模拟开关原计划用MAX328的，但由于货源原因，用ADG508代替了。程控放大：这里采用了AD8629作为主放大器，该器件为低噪声斩波稳零放大器，U20A根据U27选择的反馈信号配置成X1或X10放大器，U20B是一个驱动驱动容性负载的缓冲器，用以驱动ADC。同样的这里的分压电阻采用了3串：3并构成的9:1分压器，由于要求不高模拟开关采用了采用了高速CMOS的74HC4053RefandADC:U44是2.5V精密带隙基准，采用ADR421B他能稳定地驱动1uF的容性负载，最大3ppm/C的温度系数，1.5uVpp0.1~10Hz噪声U43采用24Bit低噪声ΣΔADCLTC2440可提供接近21Bits的有效位。U41为低噪声LDO调节器LP2985，为模拟部分提供5V电源。欧姆电流源：U31为低偏置电流精密运放AD706，其中U31A和Q31起到参考电压缩放-转移的作用，将2.5V的基准转换成比标准电阻（RJ31~RJ34）公共端低1V输入到U31B的正，模拟开关用于选择4个标准电阻（开尔文接法），Q32是PJFET受U31B控制保持标准电阻两端的电压为1V，Q33~Q35与D31组成保护电路（Q34,Q35实际为高反压PNP管2N6520，Q33为低漏电流N-JFETPN1117A）。DZ1与R30构成降压电路使得U31B的输出能足够的正使Q32截止。文章来源网络

近日，欧司朗推出了新一代OslonSquareHyperRed高光效植物照明LED，致力于为种植者提供定制化照明解决方案，并在节约种植空间和能耗的同时让植物更加高产，显著提升生产效率，表现远超市场上的同类产品。近年来，世界人口增长迅速，尤其是大都市区域吸引着越来越多的居民。在此类耕地面积有限但配送必须及时的地方，植物照明具有显著的优势，先进的照明技术可以打造特定的光照环境，并提供能够促使植物生长的理想光源，或培养植物具备某些特点。在阴暗的季节中，许多人都体验过光照不足的影响，随着日照时间的缩短，人们会更容易感到疲劳与倦怠。而植物同样如此——如果得不到充足的光照，植物就无法有效地进行光合作用。植物的生长主要需要红光（波长640到700nm）和蓝光（波长400到490nm）。其中，红光可以提升植物生物量的产出。波长达660nm的新一代OslonSquare超红光是欧司朗光电半导体全系列植物照明产品中的旗舰款。除了出色的光效值外，新一代OslonSquare超红光还能在73%光转化率下获得1.030mW的辐射通量，以及700毫安电流、效率为4.0µmol/J时高达5.7µmol/s的光通量，使温室运营者获得更高产量。在功效要求更高的应用中，该LED能在350毫安的驱动电流下达到78%的转化率，在250毫安电流下的转换率更达80%，效率为4.6µmol/J。除了顶尖的效率值外，新一代OslonSquare超红光还拥有超过10万小时的超长使用寿命，并可耐受高温环境。这款可表面贴装的部件同时还配备了陶瓷封装和牢固的硅胶透镜。欧司朗光电半导体产品经理YongShengChew表示：“植物照明市场正在蓬勃发展，通过不断优化并提供更新的产品，我们在这个市场中一直保持着领先地位。效率值的显著提升将有效帮助顾客节约能源。最新的OslonSquare超红光LED更采用了3.0毫米x3.0毫米的紧凑设计尺寸，使温室所有者能轻松更新现有的照明系统。”欧司朗的植物照明技术不仅能帮助种植者在狭小空间中生产无杀虫剂的新鲜食物，还能让居住在城市的消费者们更快获得新鲜又健康的食品。

磁环使用6mm磁环,L1、L2用0.23mm漆包线绕8+8匝,L3、L4用0.18mm漆包线绕28+28匝驱动1WLED电流可以轻松超过450mA,甚至500mA,电路效率高于70%.整个电路成本很低,很容易DIY.

将无线充电带入大众视野当数苹果与三星两大手机厂商：2015年，三星发布了支持无线充电的手机—GalaxyS6；2017年，iPhone8以及iPhoneX成为苹果首款支持无线充电的手机。此后，华为、小米等国内手机厂商也纷纷试水无线充电，这项技术也一度成为中高端手机新趋势。无线充电产品以其便利性，可靠性，安全性越来越受到消费者的追捧。除手机以外，越来越多支持无线充电的TWS无线耳机，智能手表等可穿戴设备不断涌入市场。与此同时，不同种类的无线充电设备也逐渐融入我们的生活场景，如宜家推出配有无线充电底座的台灯，小米推出30W超级无线闪充充电器等。无线充电系统主要由电源、无线充电发送器和无线充电接受器三部分构成。上图为整个系统的组成主件，下图所示为其电路示意图。无线充电系统是如何工作的呢？以下为其工作原理的简要介绍：·无线充电发送器(Tx)通常由一个5V至20V的直流输入电源供电，这个电源来自AC/DC电源适配器或USB端口。一些特殊应用（如手机反向无线充电）也可能为电池供电。·无线功率控制器可驱动半桥或者全桥变换器来传输能量，并通过与接收器的通讯来调节传输功率。·发送器线圈通过电磁感应传输电力，能量被耦合到无线功率接收器(Rx)中。接收器通过一个类似的线圈来接收能量，并通过整流及功率变换电路（如充电电路）为后级提供能量。·接收器可通过通信接口发送命令来调节充电电压，还可以在收到充电结束的指示后，完全终止功率传输。为提高无线充电系统的工作效率，无线充电发送器(Tx)中线圈所需母线电压Vbus可设计为随着传输功率的大小而变化：满载充电时，传输功率最大，母线电压升至最高；待机状态时，传输功率最小，母线电压也随之降为最低。前文提到过，无线充电发送器的电源Vin可能来自AC/DC电源适配器或USB端口（5V至20V），也可能为电池供电，有着较宽的电压范围。为匹配不同的电源电压和发送器线圈所需母线电压，在Vin与Vbus之间可使用DC/DC变换器来调节电压，而DC/DC变换器拓扑主要取决于电源电压Vin和线圈所需母线电压Vbus之间的电位关系。例如一款30W的无线充电器，输入电压Vin为12V电源适配器提供，母线电压Vbus设计为在2V至20V范围内调节，此时就需要升降压变换器来满足Vin与Vbus之间的电压匹配。有些无线充电器设计为节省成本，选择牺牲待机功耗，在待机状态下发送线圈母线电压设计为输入端电压，则只需要升压芯片来满足充电时Vbus电压要求即可。文章来源网络

华为新机型与老机型快充头的规格完全相同，输入电压范围都是100V-240VAC，输出则支持5V2A、9V2A和10V4A，最大输出功率仍为40W。为了实现完美的防水和散热，实际生产中的华为超级充内部是灌胶的，接口部分也有绝缘胶片，但要是那样便很难看清它的内部状况，所以我在这里展示的是它没有灌胶和采取防水措施前的样子，你可以在看到下面的图片以后对相关的部分进行脑补，也可以再等一等，我有可能会写新的文章来做更多的介绍。这些照片把老机型和新机型做了对比，老机型在左，新机型在右。从这种对比可以看出，两者的外壳完全相同，PCB板形状除边沿外几乎无变化，板上元件布局几乎相同，新机型的输出电容量略有降低（从680µFx2变成470µFx2），平板变压器的外观厚度略有增加（这里有玄机的，以后再谈），其中使用的平板线圈则明显变薄了。我们都知道平板变压器的平板线圈是由多层PCB构成的，层数越少则厚度越薄，相应的成本也越低，由此可见新机型的成本是更低了的，或许可以和使用传统变压器相比肩了。如果你还记得去年的老机型的优势是什么，或者你是按照前文顺序阅读下来，还点开链接欣赏了我旧作的内容，你就应该知道去年的老机型中使用了一款型号为XDPS21061的定制器件作为它的初级控制器，它的中文称呼是“强制频率谐振式反激控制器”，其关键特性是利用一个新增的绕组在DCM工作期间强制插入一个脉冲使主绕组开关节点上的谐振电压达到更低的程度，主开关借此机会导通即可实现降低损耗、提高效率的效果，但我当时也说了它有很多参数需要进行特别的配置，要掌握得恰到好处还是有一定难度的，因而这个问题是需要在新的设计中加以升级处理的。实际上，我们今天看到的新机型就已经在上述问题的解决方面前进了一步，下面的对比照可以让我们看到改变以后的结果。看图片时请忽略新板上的隔离片已经被剪掉一部分的显示效果，它本来是完整的，只是这块样板已经被人动过手脚了，而我并无更多资源可以让你看到更好的样子，所以就只能这样了，你在前面的图片中也可以看到类似的痕迹。XDPS21061的封装是爬虫似的SOP大封装，新设计使用的控制器则是QFN小封装，引脚比前者多了许多。将白色的塑料隔离片取下以后可以让我们看得更清楚：放大照片可以清晰地看到控制器上的编码信息AG=6DGDY，呈现出典型的立锜编码风格。它有很多引脚的外面并无任何连接，说明它们都是闲置未用的，这在惜脚如金的IC领域又给人留下了许多可以想象的空间。这颗器件同样是华为定制，因而也没有公开的规格书可以供人查阅，但我还是得到了它的简化原理图：它是和立锜科技的RT7205A一起构成系统的，RT7205A在老机型中就出现过了，现在的新机型也是用的它，说明它的生命力还是很旺盛的。与XDPS21061的原理图相比，新款控制器的原理图其实差不多，但是它有了一个名为PHASE的端子，外面还有一个电感，VDD端只有一个外接电容，这提示我们它使用了一个Boost转换器来为自己供电，这个设计的作用是很明显的：当开关电源的输出电压很低时，它可以将从辅助绕组上整流出来形成的低电压提升以后再为自己供电，这样便可以满足低输出电压应用的需求，而辅助绕组的匝数却不需要很多，这会不会是变压器里的平板变薄的原因呢？自从对华为手机有了信心以后，我也一直在等待自己的第一款华为手机。当P30pro发布以后，一位领导在第一时间送了一台给我的一位师兄，我在看到以后实在是爱不释手，立马下单自己买了一台最高规格的，这完全解决了我的容量之忧，拍照、录像更是爽爽的，远拍、近拍都可以随便玩，你在上面看到的这些照片就是这台机子的功劳，我在拍摄的时候它会自动进入超级微距模式，让我省心了许多，同时也让我去年购买的近拍镜头失去了存在的价值。因为有P30pro在手，它的原配充电器也是这款40W超级充的老机型，所以我在得到这款新型号以后就有机会实际使用了，充电中的外壳温度有了明显的降低，这让我感觉很好，但也有点遗憾，是不是自己买得太早了呢？当然这只是一句玩笑话，毕竟我已经享用很久了，怎能在这个时候感觉有遗憾呢？新机型的温度明显降低，而老机型的温度也可以接受，这说明新机型的充电功率是可以更大的，关键是看负载有没有这个需要，需要的时候就可以释放它的能力了。之所以新机型有更低的工作温度，实际上是它所使用的控制器的性能更好了，它的促成ZVS即零电压切换的能力更高，因为它的辅管脉冲宽度可以是自动变化的，会自动寻找到最佳的谐振状态，因而切换损耗更低，效率更高。这种更高到底到了什么水平？是否符合明年将要实施的欧盟ERPVI?对未来又有何影响？限于篇幅就不谈了，我们以后再叙。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

TS100是我最喜欢的移动电烙铁。它虽然小巧，但功能强大，不过我用来为其供电的6S锂电池却一点也不方便。因此，我做了这个简单又便宜的diy，使用移动电源为TS100供电。您需要的器件：USB-CPD触发器直流电连接器电缆：USB-CUSB-C移动电源：BASEUSPOWER-BANK20000mAh（15V20W）您可以使用具有20VPD的更好的移动电源，以获得更大的功率，但是我已经有了一款便宜的Baseus电池，具有15VPD，并且效果很好。您也可以将壁式充电器与PD一起使用。USB-CPD触发器是2.5美元的适配器，可从移动电源触发更高的可用功率模式。使用常规的USB-C电缆将其连接在一起。（Thunderbolt3电缆也可以）文章来源hackaday

霍尔电压测量对半导体材料表征具有重要意义，因为从霍尔电压和电阻率可以导出传导率类型、载流子密度和迁移率。在应用磁场后，可以使用下面的I-V测量配置测量霍尔电压：把正磁场B垂直应用到样本，在端子3和端子1之间应用一个电流(I31pBp)，测量端子2和端子4之间的电压下跌(V24pBp)。颠倒电流(I31nBp)，再次测量电压下跌(V24nBp)。这种颠倒电流方法用来校正偏置电压。然后，从端子2到端子4应用电流(I24pBp)，测量端子1和端子3之间的电压下跌(V13pBp)。颠倒电流(I24nBp)，再次测量电压下跌(V13nBp)。颠倒磁场Bn，再次重复这一过程，测量电压下跌V24pBn、V24nBn、V13pBn和V13nBn。从8项霍尔电压测量中，可以使用下面的公式计算平均霍尔系数，RHC和RHD是霍尔系数(cm3/C)，计算出RHC和RHD后，可以通过下面的公式确定平均霍尔系数(RHAVG)，从范德堡法电阻率(ρAVG)(表示为输出参数Volume_Resistivity)和霍尔系数(RHAVG)中，可以计算出霍尔迁移率(μH)。文章来源网络

人们通常使用范德堡法(vdp)推导半导体材料的电阻率。这种四线方法用在拥有四个端子、均匀厚度的小的扁平形样本上。电流通过两个端子施加到样本上，透过相反的两个端子测量电压下跌，如图1所示。使用图2所示的SMU仪器配置，围着样本的边缘重复测量8次。然后使用这一串8项电压测量(V1-V8)和测试电流(I)来计算电阻率(ρ)，ρA和ρB是体积电阻率，fA和fB是样本对称度的几何因数，与两个电阻比率QA和QB相关。公式如下：文章来源网络

线性稳压器非常简单，有的就只有三条腿：输入VIN、输出VOUT和地GND。下图是一个SOT-23封装的线性稳压器的引脚布置图：它们的应用电路也极简单，输入、输出端各加一只电容就可以了。这么简单的电路当然无法满足所有应用的要求，于是各种变化应运而生。这颗RT9013加入了使能信号EN，需要输出的时候要使EN端变成高电平，不需要的时候将EN变成低电平即可。这颗很有名的RT9193有一个BP端，外接一颗电容可以达成低输出噪声的效果，看起来就比前者复杂一点。这颗RT9059也是线性稳压器，它的电路更复杂。新增的PGOOD是典型的输出状态指示端，利用它的不同状态，系统中的其它元件可以知道它的输出是否是正常的。VIN的功能与前述其他器件的相同，都是转换器的电源输入端子，VDD则是线性稳压器调整管驱动电路的供电端，它的存在可以使VIN和VOUT之间的压差最小化，但是成本却又不至于太高。这是RT9059的可调电压版本，ADJ的出现只是为了让你更容易地设定自己需要的输出电压，它只是一个反馈端子而已。其他没有这个端子的器件不是没有反馈，只不过被放到了IC内部而已。通过这个RT905的内部电路框图可以看到有没有ADJ端的差别不过是其中的一个开关被接到了不同的位置而已。当ADJ没有在引脚上出现时，反馈信号是通过内部电阻从VOUT端引回去的。有了ADJ，你就需要自己外加电阻反馈路径，但同时提供了自行设定输出电压的自由，你甚至还能很方便地任意调节电路的响应特性。上面提到的这些线性稳压器，全都是采用MOS工艺制作的，它们的VIN到VOUT之间都有一个MOSFET，但却分为两种类型，一种是n-MOSFET（n沟道增强型MOSFET），一种是p-MOSFET（p沟道增强型MOSFET）。上图是RT9059的内部框图，它的调整管是VIN到VOUT之间的n-MOSFET，而其他的几个型号都是p-MOSFET，以RT9013这款性能很好的器件为例，它的框图如下图所示：n-MOSFET的物理结构和其沟道的形成条件如下图所示：此图摘录自RobertL.Boylestad和LouisNashelsky所著的《ElectronicDevicesandCircuitTheory》（NinthEdition，中文书名为《模拟电子技术》，由李立华、李永华、徐晓东、王莹等翻译，电子工业出版社出版），左侧图6.32是n沟道增强型MOSFET的物理结构图，右侧图6.33是这种管子沟道形成的示意图，我们由此可以了解n-MOSFET是如何进入工作状态的，请在下图中了解它的漏极特性（来源同前）。如果换成p-MOSFET，其结构和特性就颠倒了，请参看同一来源的下图：增强型MOSFET的漏极和源极之间是没有天然的沟道存在的，这样它们就不会在栅极不存在驱动信号时导通，用它们做调整管时就不会有电流自动从VIN流动到VOUT，直到栅源极间电压高于其开启电压（对n沟道而言）或低于其开启电压（对p沟道而言），漏源之间才会出现可以测量到的电流，输出端才能得到我们希望的电源供应。采用p-MOSFET为调整管的线性稳压器以其源极作为输入端，所以它的驱动电路只要输出比输入电压低的电压就可能使之导通，因而并不需要使用外加电源即可进入工作状态，其实现电路就可以做得非常简单。采用n-MOSFET为调整管的线性稳压器，它的输出端即是调整管的源极，它的驱动电路必须输出比输出电压更高的电压才能使其导通，而高出的幅度必须高于该调整管的开启电压VGS(th)。要提供比源极也就是输出端高出VGS(th)以上的电压，如果该驱动电路以VIN为电源，那就要求VIN必须比VOUT高VGS(th)以上。如果这一条件不满足，就需要想别的办法。有的设计会采用内置电荷泵电路以倍压的方法来提高驱动电路的供电电压，而RT9059使用的方法是另外引入一个电源VDD。这种做法通常会要求VDD电压要高于VIN电压，在满足驱动要求的同时，可以在VIN和VOUT之间得到压差很小的效果，这对线性稳压器来说是很重要的一项指标。RT5095可以做到3A输出时的压差仅有350mV，这意味着它的导通电阻典型值低到了117mΩ，你可以用这个数据计算某个电流下的最小压差是多少。在下图所示的推荐工作条件中，我们可以看到RT9059希望VDD电压要比输出电压高1.5V。需要注意的是在VDD>VOUT+1.5V的要求中并没有出现VIN，所以我们是可以使VIN和VDD是同一个来源以简化设计的，只是为了得到同样的性能，这时需要让VIN>VOUT+1.5V，这也就是上面提到的第一种方法。如果这个条件得不到满足，器件的负载能力就得不到保证。当然啦，这样做又带来一个问题，由于VIN–VOUT太大，器件在大负载情况下的发热问题是很严重的，使用者需对此进行充分的评估。实际上，如果观察比较一下大多数器件，就会发现大电流器件多用n-MOSFET来实现、小电流器件多用p-MOSFET来实现，但也不尽如此，RT9172/RT9033（负载能力3A）、RT9183（负载能力1.5A）、RT9187（负载能力1A）等器件就是用p-MOSFET来实现的。如果仔细搜索，你还能看到更多的可选型号，它们都是为了满足各种不同应用的需要而生的。既然使用n-MOSFET作为调整管的线性稳压器用起来那么复杂，为什么不直接用p-MOSFET来做呢？这就涉及到钱的问题了。n-MOSFET利用电子作为载流子在沟道中流通形成电流，阻力小；p-MOSFET利用空穴在沟道中流通形成电流，阻力大。要形成同样小的电阻，p-MOSFET就要占用比n-MOSFET更大的空间，因而成本也就更高。现实中的很多系统都存在多种电压，利用其中的更高电压来为线性稳压器形成驱动电压，基本上不会多花什么钱，咱们干吗不利用呢？这大概就是采用这种稍显复杂的设计的原因吧！文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

据路透社报道，在当地时间的周二（14日），有两名消息人士称，美国政府即将发布一条新规则，该规则将进一步扩大美国政府的权力，并将阻止外国企业向中国华为运送非美国制造的产品。众所周知，去年5月美国商务部以国家安全为由将中国华为公司列入贸易黑名单。通过这项出口贸易制裁，按照美国的政策可以限制向华为销售美国制造的商品，包括美国制造产品及一部分含有美国技术的外国制品；不过，现行规定下，关键外国供应链仍不在美国政府的管制范围。报道称，商务部起草了一项规则，将对华为的出口门槛降低至10％（如果产品中美国制造的组件占总价值的10％将不得出口），并将范围扩大到包括非技术产品，如消费电子产品，包括非敏感芯片。这与去年11月外媒传出的“美国商务部正在考虑扩大‘最低限度’规则(DeminimisRule)的适用范围”消息不谋而合。按照现行的法规，如果一个产品或技术包含美国制造/技术达到25％以上，美国可以要求获得许可或直接阻止从其他国家运往中国的高科技产品的出口。不过，由于一些对华态度强硬的鹰派人士强烈要求美国政府进一步扩大制裁范围，直接加速了相关规则草案的落地。据知情人士透露，上周美国一些政府部门举行了一次机构间会议后，美国商务部已经将上述规则草案发送给了隶属于美国总统的行政管理和预算局(OfficeofManagementandBudget,OMB)。知情人士补充称，如果其他政府机构批准该措施，该规则很可能会在几周内发布，即所谓的最终规则，而在新规则生效之前将不会有机会征询公众意见。美国商务部还起草了一项新法规，以扩大所谓的“外国直接产品规则”(ForeignDirectProductRule)，根据该规则美国将对基于美国技术或美国软件制造的外国商品进行监管。知情人士透露，这项新法规将针对那些以美国技术为基础、在海外生产、运往华为的低技术产品。“受伤”的还是美国企业倘若上述美国新规得到批准并实施，将重创一大批美国企业，尤其是下述的华为美国供应商。据2019年年初华为92家核心供应商中，有33家位于美国的公司，占据了总数的1/3。可见华为已成为美国半导体市场的“超级买家”。另据高盛(GoldmanSachs)列出的“对华为营收依赖度最高的前20家美国供应商”中得出，从最核心的半导体、射频器件IC，到连接器、存储器、软件、光电器件、再到测试和代工，都有美国供应商的身影。一则数据显示，华为2018财年的700亿美元的采购预算中，有超过110亿美元用于向美国供应商采购。尽管2019年终端市场持续放缓，但在5G和AI的消费加持下，相信华为今年预计在美国的采购资金将在150-200亿美元之间。文章来源网络

Diodes公司(Nasdaq：DIOD)宣布推出BCR430UW6线性LED驱动器，具备超低压降且恒定电流调节介于5mA至100mA间。这项结合可使低供应电压驱动更多LED，让BCR430UW6得以适用于需要并用多个LED的产品应用，例如适用于商业和零售设备的广告牌照明和建筑照明。115mV的超低压降电压和仅285μA的低操作电流提供更为卓越的系统效率和显示器，让每灯条能可靠地驱动更多LED。这些要素对照明特性产品应用的用户体验而言尤其重要，如广告牌和建筑照明。该装置不需要外部功率晶体管或电容器，也能降低整体BoM成本并增加系统稳定性。长期稳定性也能透过强大的设计获得改善，此设计可耐受因LED或供应瞬时而导致的过电压电位。经整合的热保护会在操作温度过高时限制输出电流，避免操作失败并尽可能延长LED的工作寿命。BCR430UW6的输出电流可于5mA至100mA间调整，提供绝佳弹性，让单一设计得以用于驱动各种LED组态。其输出非常稳定，温度变化和供应电压扰动都能维持在±5%内。此稳定性可在所有操作条件下提供一致的输出照明等级。其他进阶功能包括PWM调光、介于5V至42V的操作电压范围，以及支持并联操作以提升稳压输出电流。BCR430UW6采用SOT26封装。

T12白光烙铁也是电子DIY中一个非常经典的项目，以至于T12白光DIY烙铁也是广大爱好者和专业人员的标配工具；T12的整个电路可以说是一个标准的温控系统，因此把代码稍微改制，就可以实现各种温控器的方案；T12目前大多数采用12864的OLED方案在做，少数低端的还在使用数码管，为了彰显豪华版的T12，我们决定拿2.8吋的shmictrl液晶屏来做，这样显示就可以足够豪华为了做这个项目，某宝上买了一个最低档的套件，说实话，就是买个手柄，怕烫到自己。好了，废话不多说，上图：利用原来的外壳做个一个支架，连接屏幕。电路上采用标准的T12控制：PWM信号控制MOS给烙铁头加热烙铁头热电偶信号放大：一个标准的运算放大电路，放大信号约200倍电源部分：40V以下均可以输入，转成5V，供屏幕和单片机使用其中C12预留焊盘全部的原理图，请参见底部实际PCB以及接法图中预留了ESP12s的位置，理论上可以做成物联网烙铁，但是没有什么实际用途，只是预留。核心控制算法有人觉得控制算法很神秘，其实很简单；intTAD=0;//温度AD值intpwm=327;//占空比一半intsetupAD=900;//设置的AD值voidctrl0(){if(TADpwm=65535;//100%}else{if(TAD>setupAD){pwm=100;//基本相当于关闭}else{//自动计算PWMpwm=(setupAD-TAD)*65535/100;}}}这个函数就是控制算法，可以看到总共没有几行代码，大致的意思是每次获取温度测量的AD值(TAD)之后，调用一下本函数，根据目标AD值（setupAD)来计算一下需要加热的PWM占空比；可以看到，当TAD与目标setupAD差值比较大的时候，100%全力加热；当100以内，根据差值大小动态按比例调整PWM值；当温度超过预设温度时，给一个非常小的PWM维护，当然也可以测底关闭；当然这只是原理，实际请参见源代码，多个几个分组。界面：实际效果：从80度上升到250度，实际焊接无明显降温。50度上升到450度。文章来源于网络

本项目是基于1975年的Bell＆HowellIMD-202数字万用表重新构建的项目，它重新使用了原始的数码管显示屏，电源和外壳。为了实现新功能，在原始PCB上集成了基于AVR的有线控制板，并在机箱中安装了两位数字指轮开关，8向旋转开关和面板安装按钮，并编写写的图形应用于面板。这个项目比如有代表的突出了我喜欢的几件事情。我从1978年开始从事D＆D（Dungeon＆Dragons）。因此，项目名称是1978，它是基于同一时间基于用户界面技术的resto-mod构建。重复使用旧零件和技术很有趣，除了由于我们已经知道的原因而“做正确的事”之外，我们还需要拆卸和反向工程。分解事物并弄清楚它们是如何工作的，这很有趣。在此过程中，我经常学习适用于其他项目的内容。除非有一个微控制器和一些可以编写，下载，调试和迭代的软件，否则项目就不会很有趣。我喜欢旧的显示技术，经典的面板安装开关/旋钮/按钮，“实验室设备”蓝色和钣金外壳。我很欣赏74xx系列逻辑IC和PCB上的大通孔部件。它们简化了逆向工程，硬件原型制作以及执行此操作所需的工具/技能。我甚至经常使用旧的8位处理器（z80、8051、8088、6502、6805、68hc11、68K）。过去，我为所有这些处理器编写了C和汇编代码。但是，我不是过时的软件开发环境和代码库的忠实拥护者，也不是花费大量时间将旧的工具链与现代IDE集成在一起。我更喜欢与软件开发保持同步，并使其适用于当前的就业市场。前几天我看到有人发表评论说数码管“现在很无聊”，没什么可以实现酷酷的创意。我不同意。数码管仍然很酷。除了显示一天中的时间，我们只需要查找新的应用程序。本次文章中的项目使用了Bell＆HowellIMD-202-2万用表。这个设备是70年代中期DeVry大学电子课程的一部分。如果我对它的理解正确，则此万用表是学生建造的项目。该设计基于HeathkitIM-1212万用表。显然，Bell＆Howell获得了以不同的外形尺寸和外壳重新创建该设计的权利。这些万用表被大量生产。甚至说你家里可能就放着一个，或者你也可以在像淘宝这样的电商网站上轻松购买到，如果您有一点耐心，甚至可以便宜地购买它们。便宜，我的意思是对于一个工程项目来说很便宜，一对数码管，一对7441驱动它们，以及为电子管提供170V和为您的定制电子设备/微控制器提供5V的电源。我为此项目选择了ATtiny88AVR微控制器。该控制器与闪存，SRAM，复位逻辑，集成振荡器等高度集成。使用这些部件时，我感觉好像在作弊。我的控制器板只是一个28针DIP插座，一些电线和4个连接器。上电复位没有RC电路，没有晶体和电容，没有外部总线逻辑，没有外部上拉电阻。这些AVR控制器还简化了与原始7400系列逻辑IC的集成。有一些限制，例如原始的74xx和74LSxx输出不能可靠地驱动AVR输入逻辑电平。但是，这对于该项目不是问题。我已经构建了该项目的初始版本以证明这一概念。它运作良好，已经和其他经典的D＆D骰子塔一起放在架子上，可以在游戏之夜定期使用。带有处理器的手工构建的控制器板与Bell＆Howell万用表中的原始PCB和电源集成在一起。为了简化集成，我简单地删除了两个直接连接到7441nixie解码器/驱动器的DIP插座的14针74490十进制计数器，并将我的定制板插入那里。插座提供+5V，GND和两个4位BCD接口，为控制板供电并驱动显示器。剩下的只是拆除旧的开关和香蕉插头，焊接新面板，安装新的开关，将它们连接到控制器板上，编写一些简单的代码以及应用新的图形。在这种情况下，我使用8向旋转开关选择骰子类型，使用两位数的指轮开关选择要掷骰子的数量，并使用方形面板安装按钮掷骰子。该软件是使用免费的AtmelStudio7.0IDE和工具链从头开始开发的。我有更多的硬件可以构建其中的4种，并且我计划通过附加功能来构建更多的硬件。我将记录这些构建并将其记录为新项目。计划的功能更新包括简化的开关安装（松开铆接的面板），扬声器，PCM声音，有限的语音合成，用于用户输入的旋转编码器，附加输出（LED）等。文章来源hackaday

我们已经使用NPN晶体管创建了一个触摸开关。但是该开关只有一种功能可以开启电路，而没有断开电源就无法关闭电路。在此电路中，我们将构建一个具有ON和OFF功能的触摸开关。我们将在该电路中使用一个名为IRFZ44的N沟道MOSFET晶体管。您可以在下图中看到IRFZ44晶体管的引脚排列和物理外观。关键零件我们将需要以下组件来构建此电路。68Ω电阻IRFZ44MOSFETLED电路线所需工具：烙铁铁架助焊剂老虎钳电路图该电路中只有三个组件。我们可以使用铜板作为触摸板。这些垫之间应有几毫米的间距。分步指南：步骤1：安排组件步骤2：将68Ω电阻器焊接到IRFz44MOSFET的漏极引脚。步骤3：如电路图所示，连接LED和电源连接器。步骤4：电路准备就绪，您可以连接电池并测试电路。这个电路是如何工作的？当有人触摸OnPad时，小电流将流过该人的身体，到达IRFZ44晶体管的栅极，从而与地面产生小的电压差。这将触发晶体管，导致LED点亮。当“关闭”焊盘接触时，IRFZ44的栅极将接地，从而使晶体管关闭LED。结论该电路可用于需要触摸开关控制的各种项目，如台灯，照明系统等，是不是很有趣，加入我们，分享知识，硬件改变世界。文章来源hackaday

视频是我和我的兄弟一起制作的一个完全开源的热像仪：JM-Camera。红外热像仪方案主要使用了MLX90640芯片，并带有彩色显示器以及外壳，在github上我们已公开了原理图，电路和软件代码。文章来源Hackaday

颈挂式降噪耳机是主动降噪耳机中比较常见的一种品类，在市面上一直有很多受众和不错的销量。本文拆解的是来自国内老牌音频厂商EDIFIER漫步者的一款颈挂式主动降噪蓝牙耳机W330NB，其价格比较亲民，下面就让我们一起看看其内部结构如何。EDIFIER漫步者W330NB拆解后发现主要有一个主板和耳机的小板。主板正面特写，与一元硬币的尺寸对比。主板背面特写，充电接口位于这一侧。镭雕L0139432的MEMS硅麦。TI德州仪器TPA6141A225mW立体声耳机放大器，内置降压电路和电荷泵，输出无需隔直电容，提供更高的效率和更好的频率响应。采用CSP封装，节省面积，用于放大蓝牙芯片输出的音频信号，有效的驱动耳机单元。港宏KH25U4033存储器，用于存储耳机配置。TI德州仪器BQ24314锂电池充电器前端保护IC，输入耐压30V，最大电流1.5A。TI德州仪器LP29851.8V，低噪声低压差稳压器，输出电流150mA，最高输入电压16V，支持过流和过热保护。来自ams艾迈斯半导体的AS3415降噪芯片。amsAS3415的总谐波失真率通常仅为0.004%，信噪比高于110dB(在32欧负载、34mW输出情况下)。标准情况下，AS3415能够降低95%的噪音。EDIFIER漫步者W330NB搭载高通CSR8645单芯片解决方案，支持蓝牙4.2和高音质的音频，可以支持aptX的蓝牙连接。内置ROM、支持通话降噪和多档EQ，内置锂电池充电器。总结EDIFIER漫步者W330NB颈挂式主动降噪蓝牙耳机外观设计有金属质感，功能按键位于颈挂式结构内侧或底部，比较简洁耐看。W330NB搭载高通CSR8645单芯片解决方案和ams艾迈斯半导体的AS3415降噪芯片，确保了产品的使用和降噪体验；主板内置TI功放ICTPA6141，用来更好驱动耳机单元，采用TI电路保护ICBQ24314，提高电路稳定性，确保安全；耳机支持IPX5级防水防汗，不支持蓝牙5.0有些遗憾。文章来源52audio

电芯硬件、模组硬件、电池包硬件是动力电池成本的重要组成部分，，电芯硬件/模组硬件/电池包硬件在Pack中成本占比总计约25%-30%。因此，整合精简电芯、模组硬件成为动力电池降本的重要路径之一。比亚迪：“刀片电池”新方案，体积能量密度大幅提升所谓“刀片电池”，即将电芯设计成扁片长条形状，一方面可提高动力电池包的空间利用率、增加能量密度；另一方面能够保证电芯具有足够大的散热面积，可将内部的热量传导至外部，从而匹配较高的能量密度。比亚迪开发的“刀片电池”将于2020年量产，体积比能量密度提升50%，比亚迪“汉”将搭载该电池，计划于2020年6月上市，纯电版车型的NEDC工况续航超过600km。我们认为，“刀片电池”是从车辆、电池包、电芯整体层面开发的新的解决方案，结构改进的效果非常明显，从数据结果分析，或许也存在改进电芯内部材料的可能性。宁德时代：CTP方案，降本效果显著2019年9月，宁德时代推出了全新的CTP方案(CellToPack)，改变了原有的电芯-模组-电池包结构，电芯直接集成到电池包，北汽EU5将成为首款搭载该电池的车型。根据宁德时代公布的资料，相比于传统电池包，CTP可以使空间利用率提升15%-20%，零件数量减少40%，能量密度提升10%-15%。根据我们的动力电池成本模型，假设模组硬件物料成本降低80%，减掉相应的模组组装设备和人员，那么与Pack成本原值相比，结构精简后的Pack成本下降约10%-15%。文章来源网络

一个成年人，如果工作时间少、睡觉时间多，要么是病人，要么是懒人，多被认为是不好的。相反，一个电子系统，如果工作时间少、睡觉时间多，多半属于好的设计，因为它节能省电。电子系统在工作和睡眠时都会耗电，但可能会有很大差别。有的系统睡眠状态的消耗几乎接近于零，我们用的笔记本电脑就是这样，合起来就可以拿走，还可以用这样的状态代替关机，下次再用时很快可以恢复原貌。满足这种极端需求的电源系统需要在工作时很强大，睡眠时可以关掉一部分，持续工作的部分则要消耗最小化。需要将睡眠时的消耗降到极小的系统在设计时可以考虑使用下面的两款Buck器件，它们的静态电流消耗只有几百nA，甚至还带有负载开关，因而可以在轻载情况下获得极高的效率，对延长电池使用时间非常有利。•360nA之RT5707/ART5707和RT5707A的输入电压范围为2.2V-5.5V，输出电压范围分别为1.2V-3.3V和0.7V-3.1V，负载能力分别为600mA和400mA，可以支持峰值电流为分别为1A和0.5A的应用，支持100%占空比应用（意味着输入、输出压差可以非常低）。这些参数其实都很平常，值得关注的是它们的静态电流消耗典型值只有360nA，因而可以取得非常好的轻载效率。先来看看简化的原理图：这个电路太简单了，唯一值得说道的是VSEL1/2/3这三个端子，它们的连接状态可以决定输出电压，两者之间的对应关系如下表所示：其中，VSEL1/2/3的状态1表示连接VIN，状态0表示连接GND。实际上，1代表的是高电平，0代表的是低电平，假如你要建立一个输出电压可调的电源系统，把这几个端子和MCU的GPIO端子连接起来就可以了。假如你有多种电压的应用，备货却只需要一种，只是在不同的应用中有不同的连接方式，这对减轻库存压力有很大好处。RT5707/A的封装是晶圆级的WL-CSP-8B（没有我们常见的塑封材料外壳），平面尺寸仅有0.9mmX1.6mm，包括焊球在内的最大厚度只有0.6mm，用在空间极其有限的穿戴式装备中真是太恰当不过了。RT5707/A能实现超低静态电流的原因是它采用一种被称为HCOT的控制架构，其中的H代表的是Hysteretic，也就是我们常说的滞回式或迟滞式；COT则是ConstantOnTime的缩写，即固定导通时间。很显然，H的部分给了它低耗电特性，COT则给了它快速响应特性，这是从好的方面来看的。从不好的方面来看，H会带来较高的纹波，对某些应用来说需要考察其适应性。下面就来看看规格书提供的3.3V输出时的纹波数据统计图：从中可以看出，轻载条件下的纹波较大（H模式），重载以后纹波就大幅度下降了，因为前者是电流不连续状态，后者是电流连续状态。输入电压不同时，纹波表现不一样，输入电压越低，纹波数值也越低，这种特性涉及到的是在能够达成的最短导通时间内充入电感和输出电容的能量的多少问题。重载情况下的纹波表现就趋于一致了，因为电感电流已经连续了。从实用的角度看，大多数应用在轻载时对纹波的要求其实是不高的，所以这里看到的特性中的不良部分对应用的影响并不大。现在来看看效率表现：两幅图分别对应不同的输出电压，输出电压越高则效率也越高，这是由物理规律决定的，我们无法改变此特性。重点在于无论是轻载或重载，它的效率都很好，尤其是轻载效率高到一般器件完全无法达到的程度，因而是短时工作、长时待机应用的理想选择。•600nA之RT5705RT5705与RT5707/A类似，但是有它特别的地方：一是输出电压可以设定出16种值（1.8V-3.3V，步进值为0.1V），负载能力为1A；二是多了一个负载开关，可以将开关以后的负载供电完全切断而只是保持主输出的有效；三是多了一个PowerGood状态指示输出，可以用于需要时序管理的应用中，或者就是单纯地做一个状态指示。因此，它的电路图画出来以后就是下图这个样子，其中含有主负载（如MCU）和子负载（如WIFI模组、传感器）的标识框，说明了系统不同部分之间的关系。由于多了一些功能，RT5705的静态消耗也高一些，为600nA，但仍然是一个很小的数值。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

RT6203E/RT6203F是采用带有外露式散热焊盘的SOP-8封装的ACOTTM架构同步Buck转换器，输入电压范围为4.5V-18V，工作频率700kHz，负载能力为6A，输出电压可调范围为0.6V-1.62V，可通过I2C接口输入指令对其输出电压、过流保护阈值、过热保护阈值、开关机状态和电压动态变化速度等参数进行设定，预设软启动时间因型号而有差别(F:950µs/E:1100µs)，响应速度快，可与陶瓷输出电容配合稳定工作。除了软启动时间不一样以外，RT6203E和RT6203F的其他特性都是一样的，所以这样的电路图对两者都是适用的。它们都采用ACOTTM控制架构，因而都具有很高的瞬态响应速度，能使用具有低ESR特性的陶瓷电容作为输出电容，具有几乎恒定的700kHz工作频率，但在轻载条件下又都能进入PSM工作模式以改善工作效率，这时候的工作频率和负载大小就是密切相关的，两者之间成正比关系，这是由于RT6203E/F在工作时会对电感电流进行检测，一旦该电流下降到0，下桥开关就会截止，而决定上桥开关导通的条件是由反馈电压和参考电压的比较结果决定的，轻负载降低了输出电压的下降速度，反馈电压又是正比于输出电压的，所以轻负载下反馈电压下降到参考电压的速度也降低了，上桥开关导通的机会相应减少，这就使得实际的工作频率降低了。RT6203E/F没有常见的反馈端FB，它的反馈端就是输出电压检测端VOUT，这样定义的端子在线性稳压器中一般就是输出端，但在这里是完全不一样的反馈端，从下面的内部框图可以看到它是连接到内部的比较器输入端的：内部比较器的另外一个输入端连接到了DACOUT，它是数模转换器的输出端。数模转换器的输入是来自I2C总线的VID编码，编码决定的DAC输出范围是0.6V~1.2V，这个范围决定了RT6203E/F的输出电压范围也是0.6V~1.2V。如果我们将某个高性能的FPGA、ASIC或是DSP作为RT6203E/F的负载，则可以根据该负载的需要随时修改RT6203E/F的输出电压。有的人可能很难理解一个高端处理器的工作电压为什么要做动态调整，这里我们可以从一个侧面来做个简单的推理。下图是RT6203E的规格书提供的一幅瞬态响应波形图：转换器的输出电压设定为1.1V，负载电流在图中显示的时间段内发生了一次3A到6A的跳变，这在输出电压上形成了一次大约35mV的电压下坠。一个好的转换器总是根据负载的需求来提供其输出，当负载电流为3A的时候，Buck转换器的电感电流的均值便是3A，超出和低于的部分都是转换过程的微观部分而已，通过选择适当的工作频率和器件参数便可对其进行适当的控制，最终使得输出电压的变化范围不会是很大，那也就是我们通常所说的输出电压纹波。负载的突然变化造成的影响是不能得到转换器的及时响应的，这时候就需要输出电容里的储能来弥补，而这样就造成了输出电压的下坠。设计良好的转换器能快速感知到这一变化，尽可能快地打开上桥为输出补充能量，ACOT架构在这方面就表现出明显的优势，因为当新增负载电流出现的时候，输出电容的ESR就会把它变成电压纹波呈现出来，器件内部的比较器一旦发现反馈电压低于参考电压，一次新的导通过程就会立马发生，新的能量补充过程就开始了，这个过程会反复进行到反馈电压高于参考电压为止。由于响应速度快，所以就能得到电压下坠幅度很低的效果，持续的时间也会很短。负载的跳变所导致的电压下坠与负载的变化速度以及变化的幅度都有关系，负载变化速度快，则相对应的转换器响应速度便显得低了，积累起来的电压下坠幅度就会比较大；负载变化幅度大，则导致的电压下坠幅度便会加大，最终都是形成电压变化大的效果。这种情形在高性能处理器的应用中是普遍存在的，因为数字处理器在静态时是不太耗电的，但一动起来就会有巨大的电流出现，因为内部的开关元件太多了，每一次开关都意味着消耗的发生，如果为之供电的转换器的输出电压非常靠近它工作电压的下限，当它从静态突然进入满负荷工作的动态时，供电电压就可能跌穿其底部阈值，错误的状态就可能发生，这样就可能带来灾难性的后果。当转换器的输出电压是可以动态调整的以后，处理器就可以根据自己的工作安排动态调整转换器的输出电压，使得自身的工作状态的变化不会造成电源电压超出自身的安全区域。上面所说的是电流从低到高跳变的影响以及转换器的应对措施，我们仔细观察瞬态响应波形图也能看到电流从高到低跳变的影响，输出电压波形会发生隆起的上冲现象，这也会在高性能处理器的工作中带来影响，但细节我们就不再描述了，读者可以从相反的角度自己推理一下来进行理解。当RT6203E/F接收到新的VID编码的时候，其输出电压从原有的值改变到新值的速度是可调的，它共有Code/1µs~Code/8µs8个级别可选，其中的Code即是VID编码，从0.6V到1.62V共有77个可选VID，下图便是通过VID编码让输出电压从0.6V改变到1.62V的过程展示，所用速度是Code/1µs，你可以看一下其变化时间是不是与你的预期相符。如果你觉得上面这幅图里的时间不太容易计算，那可以用下面这幅图来验证一下你的估算是否正确，因为它的时间分辨率更高，我估计你能算得更精确一点，只是要注意这幅图展示的过程是上图的逆过程。在我看来，思考器件中的设计逻辑是很有趣的，我在刚开始工作的时候便喜欢做这样的事情，到了现在也还没有改变这一习惯。计算一下上面图中的时间则纯属好玩，以游戏的心态做事，不仅不累，还很轻松，还可以看看设计者是否在骗你，看看它是否真的做到了它所说的东西，真的是一举多得，你觉得呢？文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

二战期间，空战激烈，很多飞行员无法返航。为了降低伤亡率，盟军试图对战斗机进行加固处理，在研究了大量返航的战斗机之后，人们发现飞机上的弹痕是这样分布的:海军分析中心的工作人员看到飞机的弹孔大多集中在机翼和尾部，于是建议对这些受损最严重的地方进行加固处理，而统计学家亚伯拉罕•沃尔德（AbrahamWald)却从这些数据中得出了一个跟直觉完全相反的结论，他认为机舱和发动机等看似毫发无损的地方更危险，因为这些区域一旦被击中，飞机失事坠毁的事情就很难避免，而统计数据都来源于战斗中幸存下来的飞机，它们并未遭受到致命的袭击。事实证明他的看法才是正确的，按照他的建议实施加固以后的战斗机的坠亡率得到了有效降低。在这个案例中，死掉的数据不会开口讲话，分析结论也就出现了偏差，这种偏差被人们称作“幸存者偏差”。在统计学中，幸存者偏差属于一种逻辑谬误，指的是我们忽略了数据筛选过程中的逻辑陷阱，从而导致了结论的错误。最近这个问题受到关注，是因为今年的高考题里出现了这个案例：阅读下面的材料，根据要求写作。（60分）“二战”期间，为了加强对战机的防护，英美军方调查了作战后幸存飞机上弹痕的分布，决定哪里弹痕多就加强哪里。然而统计学家沃德力排众议，指出更应该注意弹痕少的部位，因为这些部位受到重创的战机，很难有机会返航，而这部分数据被忽略了。事实证明，沃德是正确的。要求：综合材料内容及含意，选好角度，确定立意，明确文体，自拟标题，不要套作，不得抄袭，不得泄露个人信息；不少于800字。面对这样的题目，假如是我在参加高考，回想自己参加高考时的状态，估计这60分要被我得到还是比较难的，不知咱们的读者是否有信心获得高分？在我看来，现实中的幸存者偏差是很容易出现的。例如，比尔盖茨是退学以后创业成功的，所以有人便推崇退学创业，完全看不到大多数退学创业的人都失败了的事实。有人没有读多少书却取得了商业上的成功，而大部分读了很多书的人却在辛苦打工，于是人们便说读书无用，还是早点经商的好。有人依靠假冒伪劣产品发了财，很多行正道的人却在辛苦工作，于是人们便也投身到假冒伪劣的领域里折腾，完全看不到那些从事假冒伪劣发了财的人只是过去的善业带来的果报在此刻呈现了，今天的假冒伪劣行为正在给他们的未来埋下灾难的种子，早晚一天会有对应的果报现前的。一个企业看到什么好卖就去做什么不知能否算作是出现了幸存者偏差，但至少去做这样的思考是有价值的。举例而言，市售的车载充电器多半采用Buck架构，因为汽车用的蓄电池是12V的，最高电压在16V左右，而大部分手机需要的电源电压都是5V，所以采用Buck架构就是非常合理的选择，于是5V输出的Buck架构充电器也就满天飞了，如果有谁在此时要用Buck-Boost架构来做车载充电器，看起来就有点不合时宜了，但是现在似乎正是投入精力开发这种产品的时候。为什么这样说呢？因为汽车正在成为我们呆的时间越来越多的地方，我们在里面使用各种电子设备的机会也越来越多，而它们所要求的电源规格却是各自不同的。以最常用的手机来说，传统的手机用5V电源就足够了，但现在具备快充能力的手机则有的使用9V、12V或更高的电压，有的则直接通过手机接口对电池进行充电，因而需要使用大约3V-4.35V的电压，这时再使用标准的5V输出充电器就不能满足需要了。还有一种很常见的需求是为笔记本电脑供电，传统的做法是先将12V直流电源转换为220V交流电，再通过电脑本身配有的电源适配器从220V交流得到20V左右的直流输出为电脑供电，这样的实现不仅转换次数多、构成复杂，能源利用效率也很低，会占用非常紧俏的车内空间，使用成本也很高，携带管理更是麻烦多多。有没有办法将手机、笔记本电脑的供电问题一次性地解决呢？实际上是有的，只要我们使用比较新的USBType-C型接口和Buck-Boost架构的转换器，借助USBPD协议来协调充电器和电子设备之间的关系，上述问题便可迎刃而解了，而RTQ7880-QT就是用来帮助你完成这一任务的。按照规范的定义，所有采用USBType-C接口的设备在相互连接的时候都是使用5V电压来供电的，供方能够提供的电流大小和需方能够使用的电流大小则由此型接口新增的CC端所配置的电阻值来决定，这时容许的最大电流为3A。如果这两台设备还同时支持全新的PD协议，则CC线就会成为供需双方之间进行信息交流的通道，接口上能够传输的电压范围就有可能达到3V-21V，电压调节步进幅度可以小到20mV，最大支持的电流可以达到5A，电流限制的调节可以以150mA为步进幅度，最大的负载功率可以高达100W（20V，5A）。由于电压和电流都可以非常精确地进行控制和调节，使用USBType-C接口和PD协议的电源实际上就是一台完全自动化的智能电源，因而可以自动适应每一种负载的电源需求，它不仅与我多年来的梦想一致，而且符合全球统一的标准，将来必将一统江湖，造福于全人类，我们再也不用准备多台不同的充电器了。使用RTQ7880-QT制作的电子设备的电路架构如下图所示：我之所以把此图所代表的东西称为电子设备而没有把它称为智能电源，是因为其中包含有EC和MUX这两个部分。EC与RTQ7880-QT之间以I²C接口进行连接，它的规模大小可以是任意的。MUX是采用USBType-C接口的电子设备所应该具备的TX/RX传输线的切换开关，由CC1和CC2所侦测到的电缆连接方向信息需要经过处理以后去控制MUX的连接方法，以便供需双方之间的通讯线路可以实现正确的连接，确保通讯系统可以正常工作，而这些侦测和控制的事情都可以由RTQ7880-QT来完成。假如我们抛开这两个部分不予考虑，剩余的部分就真的是一台智能电源了。上图中MOSFET开关Q1-Q4和电感L1所构成的电路是Buck-Boost转换器的核心部分，它们可以在RTQ7880-QT的控制下自动以Buck或Boost模式工作，无论VIN电压高于输出电压或低于输出电压，输出电压都是保持稳定不变的，实现这个任务的控制部分就在RTQ7880-QT内部，而它的内部结构是这样的：其核心是一颗32位的ARMCortex™-M0MCU，外围包含了支持USBType-C接口应用、支持PD协议、完成Buck-Boost转换所需的所有外围接口电路，另外还有可以多次编程的ROM和存放临时数据的SRAM，只要注入软件即可按照预定的程序进行运作。RTQ7880-QT可以接受的输入电压范围是4V-36V，这个范围对于存在发动机启动过程和抛负载效应的车辆应用是非常重要的。车辆应用有一个最大的问题就是可靠性问题，因而有AEC针对用于车辆的集成电路所制订的AEC-Q100标准，RTQ7880-QT是通过了这一标准的认证的，认证级别为Grade2，也就是说它容许的工作环境温度范围为-40℃~+105℃，可以在这样的环境之下正常使用至少15年。要在传统的车用充电器所拥有的狭小空间中使用RTQ7880-QT，PCB的设计可能会是一个严峻的挑战。考虑到充电器功率已经大幅提升，适当增加一定的空间可能是一个比较合理的选择。这些问题不是由这个器件造成的，起决定作用的是基本的物理规律。为了能顺利完成你的设计过程，而你又缺乏必要的经验，建议你在立锜微信公众号的历史消息里查看一篇名为“Buck转换器的PCB设计原则”的文章，通过这种阅读或是借助其他资源理解了相关的知识以后再开始后续的工作或许是一个比较好的选择。立锜科技已经为车内应用准备了众多的产品，如果你对此有兴趣，请点击文末的阅读原文下载相关的产品选择指南。文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

本视频展示如何自制一个12V的可充电电池组，其实方案很简单，但是创意很另类，值得一试。视频来源Hackaday。

最近接到一个求助信息，说的是用RT8474A做Buck驱动LED，先通电再接灯会烧IC，输出正极一碰负载，IC就冒烟了。为了解决这个问题，PCB已经改版三次，依然无解，求解决问题的思路。你遇到这样的问题会如何思考呢？我给读者的回复是即时的，过后也就忘了，今日突然想起，好像过去也有FAE给我提起过这样的案子，突然觉得这个问题还是值得拿来谈一谈的，希望对需要处理这类问题的读者有所帮助。为了认识事物本身，先提供可参考的信息。RT8474A是输入电压范围为4.5V-50V的LED驱动器，工作频率为固定的500kHz，集成开关管的电流限制值为2A，支持100%占空比的工作状态，可用模拟信号或PWM信号进行输出调节，支持Buck、Boost和Buck-Boost架构的应用，在Buck架构下拥有特别的输出过压保护设计（可避免烧毁负载），其Buck应用的原理图如下图所示：“先通电再接灯”，表示这个系统需要跨越两个状态：这两个状态的转换，在普通的电压转换器里会被表达为“瞬态”，英文单词是Transient，实际是负载的一个阶跃变化。这个阶跃变化会带来什么影响呢？我随意地打开了一份产品规格书，其中有这样的图片来表达此产品的性能：所选器件是RT9013-15PQW，一款1.5V输出的线性稳压器，图中的测试是在输入电压为2.5V的情况下做的，测试方法是让负载电流在10mA和300mA之间跳变，观察输出电压的变化情况。由图可见，当负载电流从10mA改变为300mA时，输出电压出现了大约30mV的下坠，然后再回复到它原来的位置；当负载电流从300mA下降到10mA时，输出电压先是上升了70mV，然后再迅速回到原位，可是它跑得太猛了，并不能在原位停下来，因而继续下窜到低于原位大约48mV的地方再开始返回，随后又经历了一段时间的小幅度振荡，最后在原位稳定下来。为什么稳压器在负载变化的时候会有这样的响应呢？因为惯性。它们总是把自己的状态调节到能够满足负载需要的状态，可是负载要发生变化的时候并不会提前通知，它们无法在负载发生变化的同时就把状态改变到满足新的需求的状态，只能在发现输出变化以后再做出响应，这样就出现了响应的滞后现象。调节过程本身也是有惯性的，过猛了就会冲到另一个极端去。控制回路的设计总是希望响应是快速的，回复原位的过程是可控的，最好不要有振荡过程，这种过程被理解为稳定度不足的表现。线性稳压器多属于响应极快的系统，所以它们的滞后算是短的，如果是开关模式的转换器，这种滞后就多多了：这是表现符合车规的36VBuck转换器RT2875的瞬态响应过程的波形图，你可以从中看到它和前面的线性稳压器的响应特性的区别，请注意输出电压下坠、上窜的幅度和回复原位所需要的时间。用于同步的时钟、滤波电感、输出电容都会导致响应的滞后，这是它们与线性稳压器不一样的地方。为了改善瞬态响应的特性，科学家、工程师们可没少做努力，DC/DC这个领域里面就有很多不同的控制架构，立锜的ACOT(AdvancedConstantOnTime)算是其中的一个成果，我们可从下图看看其效果：此图来自RT6224B的规格书，测试条件和前者相当，负载电流都是在0A-3A之间跳变，但是输出电压更低，仅仅为1V。在这样低的电压下工作的器件对电压的变化会非常敏感，所以就会要求非常低的电压过冲和下坠，我相信像这个图所表达的特性是非常好的，能满足很多苛刻应用的需求。用来表现电压转换器的瞬态响应特性的图片却很少会在用来驱动LED的器件规格书中出现，亲爱的读者你是否注意到了这一点呢？这又是为什么呢？答案其实很简单，照明用的LED驱动器的负载在应用中是不变的。负载阶跃在普通的LED照明应用中根本就不存在，我们为什么要去表现它用不着的特性呢？纯属浪费而已。因此，本文开头提及的RT8474A的规格书中没有表现瞬态响应特性的图片就是很正常的了。如果一颗器件的规格书不去表现它的某种特性，是否意味着它就没有某种特性呢？答案当然是否定的，你在RT8474A的原理图中看到的VC端及其外接RC电路就是用于它的瞬态响应特性调节的，你可以根据自己的需求对其进行调节，但在正式开始这一工作以前，你得对基本的控制理论有一些了解，然后你才能比较好地开展这一工作，这个问题相对复杂，我们就不在这里展开了。继续思考我们开始提及的问题：“输出正极一碰负载，IC就冒烟了。”你可知道“一碰”这个词代表着多少意义？这取决于你对问题思考的深度。最浅的一层认识是负载从“无”变为“有”，只有两个状态：无代表空载，有代表满载。我们小的时候看电影，最喜欢问谁是好人、谁是坏人，好在那个时候的电影把好人和坏人表现得非常直白，一看形象就知道，一听说话就知道，一看做事就知道，好人好得非常彻底，坏人坏得淋漓尽致，习惯了这种教育以后，我们在现实中看人也是一分为二，非好即坏，非坏即好，这就给我们处理人际关系带来了障碍，因为实际中的人不是这样的，每个人都是有好有坏的，全看每一个当下他是如何选择的，也看你是从什么角度去看待那一个选择的。如果现实中的一碰就完成了接触，负载从空变满也是有个过程的，这个过程就是我们前面说的阶跃过程，它将导致一个响应过程（教科书中说的“阶跃响应”），RT8474A的占空比将从一开始的全开状态逐渐演变为等于Vout/Vin的状态，其间经历的过程是怎样的，取决于RT8474A所处的环境，它的输入、负载的规格、所有外围元件参数都与之相关。最佳的结果大概是这样的，它的负载电流逐渐从0上升到预设的额定电流，没有抖动，没有折腾，实现这点还需要前端AC/DC的配合，确保其输出总是能够满足它的调节过程的需要，但事情常常不会这么顺利，因为AC/DC在遇到这样的负载变化的时候也有一个响应过程，而我们此前并不知晓它的特性是怎样的。这样的不理想的理想结果是我们从最简单的二元分别的假设出发推导出来的，如果我们去观察事实，我们会发现实际的“一碰”根本就不是一个简单的过程，它可以复杂到可能根本无法分析下去，最后还得想办法对过程、分析进行简化，所以下面就直接简化地对事情进行描述。当负载靠近输出正极还没有真正接触的时候，两者之间的空间电场将逐渐加强，到了某个时刻，极高的电场强度将使两者之间的空气发生电离，空气阻抗将因离子态的出现而急剧下降，在尚未真正接触的两个端子间形成实际的电流通路，负载电流急剧增加。这个过程通常能看到火花的出现，我家有个侄子小时候曾将一节干电池的两个电极用金属线短接，当时只看见火花一闪，他的指头上便留下了一道烧焦的痕迹，由此可见这一下释放的能量有多厉害。当真正的接触实现以后，电路继续工作，负载电流继续增加，但在这时已经接触的两个端点又会再次分开，这是由于接触碰撞的反弹造成的，这种分离可能造成电流中断，断开之后又会重新续上，而且可能反复很多次，RT8474A将会在此过程中不断变换其占空比，努力使其电流检测电阻上的电压等于额定值。玩过单片机的朋友在学习编程的时候大概都做过开关按键消抖软件，一般的教程里都有这样的开关接触过程的波形示例：一个在设计上已经努力进行了消抖处理的按键都还要这样抖动，你用手工随意去进行两个触点的接触会带来什么样的抖动效果呢？真的是难以预估的，好思考的读者可以顺便想想为什么波形要画为锯齿形状。对于RT8474A来说，负载的接入便意味着负载的增加，负载的断开便意味着负载的减小，但它并不在乎这一点，它只有一个目标：让输出电流等于设定值。坚持自己的目标，这无疑是值得称道的一种执着，可是当负载反复通通断断的时候，这种执着将给它带来灾难，因为它的占空比即使到了最大化也可能不能得到它想要的结果，最后就会在它坚持占空比最大化的时候有它不能承受的电流流过它（即使IC有过流保护也无法保证电流不会过流，因为从检测到过流到保护的实现是需要时间的），最后因为过热而烧毁了。RT8474A的输出电流的反复变化必然反映到它的供应电压上，前端的AC/DC也会进入反复无常的运作状态，其输出电压高过RT8474A的耐压是很容易的事情，这时候将发生什么状况呢？想进一步探讨的读者请在历史消息里去查看过去的文章：EOS是怎么回事？在上述的这些事情发生期间，负载的通断、RT8474A的运作和AC/DC的运作既是各自独立的，又是相互影响的，要把责任推到任何单一的因素上都是不可取的，怕的就是当一个操作带来的冲击正在被修复的时候，另一个冲击又到来了，系统认为此前的修复行为过了头或是严重不足，所以它只好往另一个方向进行修复或是在原有的方向上进行更深的修复，这样就会在反复中将系统带向不可挽回的深渊。作为一个测试者，你的责任就是确保不要这样做，因为这样的测试对现实没有任何帮助，哪个用户会把灯具中的LED动来动去的呢？但是作为设计师却有责任将电路的响应特性调节到比较好的状态，使它能在负载有一定的变化时能够进行稳定可控的调节，我们进行瞬态响应测试的意义便是帮助这个过程的完成，有这种需求的读者可以购买立锜的LoadTransientTool来帮助自己完成这种测试。写完此文的时候，我想起了当年研究LED在MR16应用中的历程。早期的各种解决方案在面对电子变压器的时候都存在各种不确定性，因此兼容性和闪烁问题总是解决不了，我们找到的Boost+Buck架构就是将问题分段来处理的：Boost的存在既解决了电子变压器的稳定工作问题，又给后级的Buck提供了稳定的工作环境，因此一劳永逸地解决了所有问题，对此有兴趣的读者可以去研究RT8476和RT8479（文末点击阅读原文可快速抵达），这里就不多说了，想了解相关的历史可以到电源网的论坛上去找，我曾经在那里发贴做过详细介绍。文章来源

电池快充的本质就是在单位时间里将尽可能多的电能送入电池存起来，而电池电压是由其自身的状态决定的，我们在实施快充时能改变的唯有电流而已，所以快充就是大电流充电。获取大电流可以有两个方法，一个是电源本身就是大电流输出的，这时将大电流引入电池即可。很显然，这时的电源电压应当与电池电压相当，实际上是需要略高一点点，多出来的部分就落在电源与电池之间的连接电阻上了。另一个方式是将高电压转变为大电流，这时的电源电流并不大，但在转变为低电压以后的电流变大了，这就需要使用具有降压和电流放大功能的转换器，多数情况下这样的需求就是由Buck转换器来满足的，本文将把另外一种方法介绍给你。最早使用大电流实现快充的手机品牌好像是OPPO，他们把手机的充电接口做了改造，传输线和充电适配器也是特制的，因为传统的东西在这时候根本满足不了需要，其充电接口上的电压就是电池电压，与传统方案明显不同。这个方案也被后来的许多厂商借鉴并且有了更快的速度，如华为的超级快充技术。要在传统接口不改变的情况下传输高电压也是可以实现快充的，但是充电用的电源适配器必须做出改变，需要能够输出高电压，而芯片大厂高通和联发科技就这么干了。实际上，这两种方法都改变了电压，一个升高，一个降低，同时还要能够适应传统的5V供应，所以手机和电源之间必须加入通讯的功能，以便双方能够沟通需要的电压和/或电流。传统手机的USB充电口可以利用的就只有4条线，两条供VBUS/GND使用，两条供D+/D-数据线使用，所以就出现了两种通讯方案：一种利用电源线上的负载脉冲来传递信息，一种利用D+/D-的状态改变来传递信息。当USBType-C型接口出现以后，可以利用的东西就多了起来，它的CC线可以进行双向通讯，后来就出现了PD（电源传输）协议，把可程控电源（PPS）变成了一个现实可行的东西，到今天已经开始普及了，我所在的立锜也趁此机会在AC/DC领域里巩固了自己的立足之地，获得了众多大厂的鼎力支持，本号文章里解剖过的华为产品只是其中的冰山一角，但这已经足以值得立锜人自豪了，至少我自己是多少有点这个感觉的，过去可不敢有这样的想法。当5V、远高于5V的高电压和相当于锂离子电池电压的低电压都会同时出现在手机端口上时，手机里的充电管理系统应该如何做呢？很显然，相当于锂离子电池电压的电压出现时，我们将电池和充电端口直接接通即可实现充电过程，这时候需要在两者之间加入一个可控的智能开关对此过程进行管控，其电路图就如下图所示的样子：这个图看起来简单，外围几乎没有什么元件，但实际的ICRT9750内部还是很复杂的，因为它毕竟是一颗实实在在的充电IC，需要实施锂离子电池充电的各种策略，而通讯接口的存在则赋予其灵活性，设计者可以通过它向其内部发送各种指令或是读取其内部检测到的状态，其内部框图是这样的：其核心是从VBUS到VOUT之间的开关，其他的一切都是围绕它而存在的供电、检测和控制电路。如果充电用电源适配器和接口都是特制的，在手机里用这颗IC负责充电大概也就够了，但如果不是这样的，外加一颗可以接受5V电源的充电IC也就是必须的，这样可以保证几乎任意一个手机充电适配器都可以连接上来并完成充电而不会有风险存在，因为即使是特殊产品，他们的初始电压也是5V的。当使用5V和高于5V的电压为手机充电时，使用Buck转换器是必须的选择，但它也有自己的缺陷，当负载电流比较大时，要想维持较高的效率会有困难，所以在充电IC的发展道路上又出现了一种依靠电容来降压扩流的方法，其原理示意图和其中的工作流程大概是这样的：这个图出现在立锜产品RT9759的规格书中，形象化地说明了降压工作的原理，而规格书中则提供了详细的推导过程，感兴趣的可以去仔细看看。这里使用的电容降压方法可将输入电压折半使用，所以需要输入电压是电池电压的2倍，而负载得到的电流则是输入电流的2倍，转换效率高于Buck转换器，所以在快充应用中得到亲睐。这些快充方法都需要知道准确的电池电压，同时将电源电压设置为与电池电压相当或是其2倍，因此需要精确的测量以及和电源之间的通讯能力，而且也需要电源具备可程控的能力，所以使用最新的USBPD协议恐怕就是最佳的选择了，这样就有了如下图所示的建议方案：此图也来自RT9759的规格书，其中的主要内容有4个，顶部是RT9759，由它实现电压折半充电，其效率最高达97.8%，根本不用担心它会给快充造成发热问题；再往下是一个Buck架构的充电IC，图中推荐的型号是RT9471D或RT9467，当然也可以是其他型号，这方面立锜有很多资源可被利用，这样就可以用5V或者高达12V的电压为电池充电，不需要是很精确的2倍电池电压；再往下是PD控制器和应用处理器AP，立锜不涉及AP相关业务，但PD控制器是立锜的专长，有RT1711、RT1715等系列器件可用。这种方案对传统的私家协议也能支持，它们通常利用USB的D+/D-完成协议处理。快充技术的下一步会如何发展真的很难说，但我觉得现在的技术在满足手机需求方面应该是够了，或许还可以在集成度等方面有所变化，但要发生结构性的变化则不太容易。无论技术如何变化，目的都是为了让我们的生活变得更如意，就让我们好好享受这一切吧！文章来源RichtekTechnology，作者郑刚

RT7885是目前最强的移动电源解决方案之一，而且它还有一个重要的特性Bidirectional，即“双向的”，它说明RT7885内含的Buck-Boost转换器是可以双向工作的，这是设计中的关键之处，它的使用最大化地简化了产品结构，让高性能移动电源的设计变成了可能。实际上，使用PD协议的USBType-C接口是可以支持双重角色的：与用电设备连接时，它可以供电；供电设备接入时，它可以受电为己所用，这样的特性正好符合移动电源的需要，我们可以用这样的端口为它充电，又可以用这样的端口为负载供电。普通移动电源的充电端口和供电端口是分离的，因为供电路径和受电路径完全不一样，这样就需要使用各自独立的电压、电流转换器件，一个负责将外部供电转换为适合电池充电的信号，一个负责将电池电压转换为外部设备需要的电压。改用USBType-C接口并实施PD协议以后，同样的电源架构也可以套用，但是因为接口可以是双重角色的，所以需要在接口内部加入切换电路，而电源转换的部分仍然维持原有状态，重要的功率器件仍然需要两套，这就必然使得移动电源的设计变得复杂且器件众多，空间占用也多，成本也会很高，这还没有计算实施PD协议的部分呢。在探索USBType-C接口移动电源解决方案的过程中，立锜曾经设计过一种各部独立的解决方案，如下图所示（仅供参考，不要考虑用它）：其中的RT9485是一款独立的移动电源芯片（现在没有对外销售），可以Buck模式为电池充电，也可以Boost模式为外部设备供电，内含MCU可以操控所有的事情。当需要通过USBType-C接口对外供电的时候，Boost转换器RT4813进入工作状态，其输出用电子开关接入VBUS，完成对外供电的功能。RT1711是USBType-C接口控制器和PD协议处理器，它是使得这样组合起来的系统能符合PD标准要求的必要部分。整个系统的电路如下图所示：这款设计虽然没有大量走入应用，但性能表现还是不错的，我现在还时不时地用一用由它构成的样机。与这样的设计相比，RT7885厉害的地方就是把所有的问题都简化到了极致，用它设计的功率转换电路是可以双向工作的，外部供电的时候工作于对内电池的充电模式，需要对外供电的时候又工作于电压转换模式，一点都没有浪费的地方，而且双向的工作都可以升压和降压，也都具备输入、输出端电压和电流的调节控制，所用电池可以是1~4节串联，还具有电池均衡管理功能（只针对两节电芯串联的应用）。关于芯片细节的东西我们就不进一步涉及了，那是从事专业工作的人才真正关心的，这样的人一定要去看规格书（文末的阅读原文可以直接抵达），现在让我们一起欣赏一下由RT7885构成的系统框图：图片中间部分的QA、QB、QC、QD和L1便是构成双向Buck-Boost的核心元件，Q1A/B、Q2A/B是实现端口电源阻断控制的开关。假如需要2个以上的A型端口，右上角的那块电路就需要另行加入。由于同时支持C型和A型接口，RT7885的控制核心又是MCU，世上现存的各种协议它都能支持，所以需要设计强悍移动电源的读者可以特别关注。下面是可资参考的1C1A应用电路图，供关注细节的读者参考。（注：1C1A表示有一个A型接口，有一个C型接口）文章来源本文来源RichtekTechnology，作者郑刚