伺服控制系统大部分都采用传统的硬件结构，控制算法比较固定，而且也无法实现不同工况下的高性能控制算法，难以满足现代工业的需求。现阶段迫切需要研制一种智能型、具有高可靠性、控制性能更加优秀的电液伺服系统。基于DSP与STM32的智能型伺服控制器具有软硬件结合程度更加紧密、系统的智能化程度更高、可实现多种控制策略的优势。本系统从实际的需求出发，结合精确数字PID控制算法和Fuzzy控制算法自身的优势，组合成Fuzzy-PID控制算法，根据偏差的大小范围选择合适的控制算法进行调节。本设计将两款工控芯片—TI公司的浮点型DSPTMS320F28335和ST公司的ARM7升级版STM32F103RET6引入智能电液伺服系统，设计了基于DSP与STM32的智能型伺服控制器，使电液控制技术进一步朝向数字化、集成化、智能化、轻量化、高精度、高可靠性、节能降耗的方向持续发展。1硬件设计1.1硬件总体结构本系统硬件主要由STM32F103RET6和TMS320F28335两部分组成。STM32F103RET6主要控制外围电路，包括输入信号调理模块、输出信号调理模块、A/D和D/A转换模块、硬件自检测电路模块、触摸屏控制模块、故障报警模块；DSP芯片TMS320F28335主要完成算法的计算与以太网通信，包括外扩SRAM模块、DM9000A以太网通信模块、EEPROM存储模块。两者通过SPI进行数据通信，包括各种参数、控制输出量等。显示模块采用5.7寸电阻式触摸屏，用于显示各部分的工作状态及运行情况，完成控制器各种参数的在线设定等人机交互。其硬件结构如图1所示。1.2I/U变换电路由于指令输入信号和反馈信号都是4~20mA直流信号，所以需要将其转换成STM32F103RET6的A/D转换器可接受的0~3V直流电压信号。图2为I/U变换电路。电阻R25输入一个“-2.5V”参考电压，由“虚断”可知，经过R25和R26电阻分压后，在“1”点的电压为：所以U1=-0.1V。由“虚短”可知，“2”点的电压U2=U1=-0.1V,所以当4~20mA电流信号输入后，“3”点的电压U3=I×（R14+R16）-0.1，即U3=0.025×I-0.1。当I=4mA时，U3=0V；当I=20mA时，U3=0.4V，这样就完成了4~20mA到0~0.4V的电流/电压转换。后级运放为同相比例运算放大器，放大倍数：所以输出电压公式为UO=7.5×U3。当输入为4mA时，UO=0V；当输入为20mA时，UO=7.5×0.4=3V.经过两级运放，完成了从4~20mA电流信号向0~3V电压信号的转换。1.3U/I变换电路STM32F103RET6的D/A转换输出为0~3V的直流电压信号，要想驱动伺服阀，必须通过U/I变换，转变成4~20mA直流电流信号，如图3所示。由图3可知，I0≈I3由“虚断”和“虚短”可知：其中，0≤V1≤3V，由于电阻阻值有误差，为了保证电路能从0~3V转换为4~20mA，特意将电阻R44设置为200Ω的滑动变阻器，用以弥补电阻阻值误差带来的影响。2软件设计2.1STM32主程序设计待系统上电初始化完成后，首先执行故障自诊断程序，当STM32F103RET6（以下简称STM32）无故障且外围硬件电路无故障时，启动STM32内部A/D转换器，对指令信号（或本地给定信号）与反馈信号进行采样和模数转换，并将采集的数据通过SPI通信传给DSP进行运算。DSP再将计算结果通过SPI传给STM32，STM32经过内部的D/A变换输出模拟量来控制电液伺服阀，并可以通过触摸屏查询各种参数、输出控制量的曲线图，判断计算偏差的大小。若偏差为0，则退出程序；反之，则继续执行以上过程，直至偏差为0.系统工作的流程如图4所示。控制器的软件设计采用模块化编程方案，软件由STM32部分和DSP部分组成，STM32部分包括了系统初始化子程序、A/D转换子程序、D/A转换子程序、系统自检报警子程序、SPI通信子程序。DSP部分包括控制算法子程序、以太网通信子程序、EEPROM存储子程序、SPI数据通信子程序、系统初始化设置子程序。2.2DSP主程序设计DSP部分的主程序主要的功能是：与STM32进行SPI通信，将STM32采集的数据通过控制算法计算出控制输出量和以太网通信。在主函数中，首先禁用DSP内部看门狗，初始化DSP时钟；其次，初始化DSP各个内部模块，然后禁用全局中断，初始化中断向量表，根据需求对中断进行配置；待所有初始化完成后再打开全局中断，最后程序进入无限循环等待SPI和以太网中断。主程序流程图如图5所示。3系统测试本系统设计了参数在线设定、故障自检测等功能，在系统整体的测试过程中，液晶显示出故障的部分。经过各项测试，测试结果表明该控制器运行可靠，具备良好的稳态性能和动态品质，能够获得精密且实时的控制效果。表1为伺服控制器瞬时测试结果。其测试条件为：本地控制工作模式下，输入信号均为4~20mA，且伺服阀为正作用，位置反馈为正作用。根据伺服阀电流的变化趋势来确认控制算法是否正确，在整个测试过程中，当指令信号小于反馈信号时。伺服阀电流呈现减小变化的趋势；当指令信号大于反馈信号时，伺服阀电流呈现增大变化的趋势。根据变化趋势得出控制算法符合实际的调节规律。本伺服控制器的线性拟合度可达到0.078%，能完全满足线性拟合度优于0.1%的要求，完全达到了预期设定的目标。结语本课题根据电液伺服控制系统的性能要求，研制了一款采用32位浮点DSP芯片TMS320F28335和Cortex-M3为内核的ARM芯片STM32F103RET6为控制核心的智能伺服控制器，并且通过系统测试证明了本控制器的稳定性、可靠性及实用性。来源：维库电子市场网

虽然有许多仪器可以精确地测量小的直流电流（最大3A），但很少有仪器可以精确地（好于1%）测量50A以上的直流电流。这么大的电流范围是电动汽车（EV）、电网能量存储和光伏（光电）可再生能源装置等的负载典型值。另外，这些系统需要精确地预测相关能量存储电池的电荷状态（SOC）。对电荷状态的估计可以根据电流和电荷（库伦计数）测量实现，而精确的测量数据对于精确的电荷状态估计来说是必要条件。一般来说，用于电流或电荷测量的任何系统都设计包含有内置数据采集部件，如合适的放大器、滤波器、模数转换器（ADC）等。电流传感器用于检测电流。电流传感器的输出需要通过一个电路转换成可用的形式（即电压）。接着对信号进行滤波，以减少电磁和射频干扰。然后进行放大和数字化。再将每个电流数据样本乘以合适的时间间隔，（通过数字化计算）累加算出电荷值。另一方面，如果以恒定不变的频率进行数字化，那么首先累积的电流样本，然后当累积电荷值被读出或以某种方式利用时才乘以合适的时间间隔。同时需要考虑选择合适的最小奈奎斯特采样率，并在模数转换器之前使用足够窄的抗混叠滤波器。图1:典型的现代电流测量系统中的信号链。用于大电流测量的实用性传感器技术在用于测量大电流的技术中，有两种传感器技术最常见。第一种技术是检测承载电流的导体周围的磁场。第二种技术是测量承载待测电流（和电荷）的电阻（经常称之为分流器）上的压降。这个压降遵循欧姆定律（V=I×R）。用于大电流测量的器件通常称为霍尔效应电流传感器。这种传感器内置有一个载流元件。当电流和外部磁场施加于该元件上时，元件两侧会呈现一个垂直于电流方向并垂直于外部磁场方向的压差。普通金属中的霍尔效应压差值很小。值得注意的是，并不是所有测量载流导体周围磁场的直流电流传感器都是基于霍尔效应。下面会简要介绍它们之间的区别。大电流霍尔效应传感器为了做成一个带霍尔效应器件的电流传感器，需要用一个磁芯将导体电流周围的磁场集中起来，同时这个磁芯中要开一个槽，用于容纳实际的霍尔元件。尺寸相对较小的槽（相对于整个磁路长度而言）会形成一个接近均匀且垂直于霍尔元件平面的磁场。当霍尔元件获得电流能量时，将产生一个正比于励磁电流和磁芯磁场的电压。这个霍尔电压经放大后从电流传感器的输出端输出。图2:导体周围磁场、线性开环霍尔效应传感器和闭环传感器示意图。由于载流导体和磁芯之间没有电气上的连接（耦合的只是磁场），传感器实际上是与待测电路隔离的。载流导体可能有很高的电压，而霍尔效应电流传感器的输出可以安全地连接到接地电路，或连接到相对载流导体任意电位的电路，因此提供满足最严格安全标准的间隙与爬电值也相对比较容易。然而，这种线性传感器也存在一些缺点。其中最不重要的缺点也许是霍尔效应传感器要求恒定励磁电流这个事实。另外，处理来自霍尔效应传感器的信号的放大和调节电路通常要消耗显着的能量。当然，这个能耗也许不那么显着，要看具体的应用。尽管如此，用于连续测量电流的霍尔传感器能耗也不能小至毫瓦级。霍尔效应传感器：漂移大，可用工作温度范围小因为典型的线性传感器输出是按比例量测的（不仅取决于被测的磁场强度，而且取决于励磁电流值），励磁电流的稳定性将极大地影响待测电流幅度以及没有电流流动时的零偏移。一般来说，后两者都取决于供电电压的稳定和温度变化（因为影响励磁电流和霍尔电压本身的霍尔传感元件电阻取决于工作温度）。测量励磁电流并在输出中考虑该因素的传感器变种是可能的。但它要求精密的外部元件和较大的处理电路。而且霍尔电压是待测磁场的非线性函数，这进一步增加了传感器的误差。因为在不同条件下会产生不同的误差，大多数线性霍尔效应器件制造商会将总的误差分解成许多单独的分量。有时很难计算总的合成误差。闭环电流传感器为了解决霍尔传感元件的非线性问题，业界开发出了另外一种技术。这种技术依赖于检测传感磁芯中磁场的有无或符号，而不是测量这种磁场的强度。另外，它能避免由于霍尔元件中不稳定的励磁电流引起的测量误差。这种技术是在磁芯上增加一个绕组，用于产生符号相反的磁场，但强度与待测电流产生的磁场完全相等。现在霍尔传感元件仅用于检测磁场符号而不是磁场强度。这个绕组连接在有运放的电路中。该电路维持这种补偿绕组中的电流并使霍尔传感器感知到的磁场为零。补偿绕组中的电流要比待测导体中的电流小许多倍（也许超过1000倍），这个功能只需在制作绕组时在磁芯上多绕几匝就可以实现，而且匝数可以得到精确控制。鉴于补偿绕组在运放反馈环路中的作用，这种电流传感器经常被称为“闭环”传感器。相反，前述简单的线性霍尔效应传感器经常被认为是“开环”传感器，以便强调在它们的工作过程中不存在反馈机制。在霍尔效应器件中，不能将检测零磁场时的（偏移）误差减小到任意小的值，这是由于各种漂移、而且大多数是由于温度相关性漂移的原因。这也是为何一些较高性能的电流传感器采用的技术不依赖于霍尔效应的原因。然而，这些传感器一般仍被称为霍尔效应传感器，这只是因为它们在外观上与霍尔效应器件十分相似罢了。其它磁场检测器在非霍尔器件中，有些基于各种物理现象的传感器可以用来执行磁场检测器的功能。其中一种技术基于的是磁阻效应，即当向传感器施加一个磁场时，传感器的电阻会发生变化。另外一种磁场检测器用的技术利用了铁氧体在磁场强度（用H表示）、磁通量密度（用B表示）和一种被称为饱和的特殊现象之间所呈现出来的非线性属性。当H场增加时，磁通量密度B最终将达到一个不再显着增加的点--这个点被称为饱和点。一些特殊配方做成的材料具有非常低的饱和点，它们被广泛用于称为磁通门的器件。事实上，一个基于磁通门的传感器可以将一个恒定的磁场转换成一个在满量程和几乎零之间交替变化的“选通式”或“削砍式”磁场。这种磁场变化可以很容易地被磁芯上的一个绕组拾取到，然后经交流放大器进行放大。最后使用所谓的同步检测（因为电路本身会控制削砍动作）技术恢复出正比于待测恒定磁场的值。值得注意的是，这种传感器的机械结构和相关电路的复杂性远高于闭环传感器。另外，它们的工作难度很高--当传感器没有获得能量，或者由于与外部检测电阻的松散连接导致补偿绕组电路开路的条件下进行电流测量--经常导致偏移和增益指标的不可恢复。由于补偿绕组不能抵消来自待测电流的磁场，这种传感器中的磁性元件将会永久磁化。需要精密电阻闭环传感器的输出信号就是补偿绕组中的电流（它的值要比待测电流小许多倍）。这个电流通常要被转换成电压值，再作进一步处理和数字化。这时只需使用普通电阻即可。然而，这种电阻的精度和稳定性将直接影响闭环电流传感器的精度和稳定度。如果使用1%精度的检测电阻，那么基本精度规定为0.0001%的闭环传感器很快会降低到1%精度。但购买到一定商用数量且精度高于0.01%的电阻是很难的，即使它们只是工作在很窄的温度范围内。大电流分流如前所述，第二种电流测量技术采用电阻上的压降。在根据欧姆定律确定电流时，需要考虑一组独特的因素，具体跟电流大小有关。对于相对较小的电流，分流电阻上的压降可以做得相当大，以克服由于检测连接和分流电阻的散热原因或源自工作环境形成的温差造成的任何误差。然而，当电流超过50A时，热量散发和热电误差是最重要的。同样，由于分流电阻总是会被流过的电流加热，并且可能工作在温度不稳定的环境中，分流电阻阻值相对于温度的稳定性就显得尤其重要。分流器的物理组成初看起来分流器件是一个简单的电阻。一些在体积电阻率、（温度和时间）稳定性和合适机械外形方面具有适当属性的导电材料可以用作分流电阻。低精度的分流电阻可以完全是一段长度的导线或用合适的合金构建的矩形形状，并简单地与载流导体串联焊接（或以某种电气连接）在一起。然而，将这样的分流元件插入测量电路而不影响其阻值几乎是不可能的（由于存在连接点焊料数量的变化，或连接机械细节方面的变化）。另外，基于稳定性的原因，以分流电阻任何给定横截面内的电流密度大部分均匀的方式排列分流电阻是非常有益的。这样能防止形成所谓的热点--定义为温度比材料其它部分更高的分流电阻内部区域。除了简单的电阻变化外，热点处上升的高温可能将阻性材料带到退火点温度，在这个温度点（通过仔细控制化学成分和处理实现的）材料阻值可能开始永久改变。即使热点的实际存在不会影响精度，但在校准分流电阻时不可能确保它们在完全相同的地方形成。因此分流电阻的设计包括了在阻性材料的横截面上、或在单个并联阻性部分和每个部分内部之间平均分配电流的方法。这正是大多数较高精度的分流电阻由三个不同部分组成的原因：两个区域是端子，用于接入电路（几乎总是用厚的高导电率材料做成，比如铜），另外一个区或多个并联区组成了分流电阻的大部分。两个端子区之间用电阻段或使用焊接或冶金工艺的段进行连接，具有非常均匀的接缝。精密分流电阻的阻性部分（也称为有效部分）材料必须具有对温度依赖性低的阻抗特性。由于具有合适的电阻和低温电阻系数（TCR），用于精密分流电阻的最常见合金之一是EdwardWeston（因开发出电化学电池-韦斯顿电池而出名）于1892年开发的锰铜。分流电阻中的散热电阻散发的热量正比于电流的平方和电阻（W=I2×R）。举例来说，一个1mΩ的分流电阻在流经50A电流时的功耗为2.5W，这个功耗在有适中散热器和静止空气条件下是一个可控的值。相反，当电流为1kA时，同样这个分流电阻将耗散1kW的热量，这个热量需要很大物理尺寸并且可能强制风冷（或液冷）的装置。图3:分流电阻中散发的热量与电阻和电流之间的关系。图4:分流电阻中散发的热量与满刻度输出电压和电流的关系。从上面的图中应该可以清楚地看到，在给定电流条件下减少分流电阻中散发热量的唯一方法是减小其电阻。然而，这也会降低分流电阻上测得的电压值，信号将变得对分流电阻和检测电路中引起的误差更加敏感，从而在小电流情况下导致精度的劣化。

描述定制的真空管前置放大器，具有远程控制和数码管音量水平显示。包括Tubes4Hifi.com的PH-16RIAA唱机。自从我完成了电子管功率放大器以来，我一直想与之配套使用前置放大器。我的功率放大器可以处理线路电平信号，但是我需要一个RIAA唱机。我决定不使用自己设计的产品，而是决定使用tube4hifi.com的PH-16套件并创建一个自定义外壳来解决它。我添加了以下功能：带有遥控器的电动音量控制旋钮一个数码管音量和输入选择显示（踢）5个可选输入2个可选输出可以禁用的被动“低音削减”音调控制（以免惹恼我的邻居）我在AltiumDesigner中设计了四个PCB（我有这个工作；我自己不够有钱），用于数码管的体积显示。其中一个是我在eBay上购买的两个IN-4数码管的线性170VDC电源。第二块是一块用来固定数码管和晶体管的板，用于打开/关闭它们。第三块是一块小板，用来固定低音切割滤波器的零件。第四是ArduinoNano的突破板。音量显示如下。音量调节器的一个额外通道挂在Arduino的参考电压与其模拟输入之一之间。Arduino不断轮询该输入，并根据其读取的电压更新数字显示屏。Arduino连接到两个CD4028BM96BCD到十进制的解码器，每个管一个。这些将来自Arduino的4条IO线转换为10条输出。解码器输出每个都连接到10个MMBTA42-7-F晶体管，这些晶体管将电子管的每根灯丝切换为显示数字0-9。这是Altium中的PCB布局（为了节省成本，我将所有四个PCB合并为一个）：当我从JLCPCB拿回它们并将它们分开后，这是这些PCB：不可避免地会犯错误。我不得不重新旋转数码管和低音切割板，因此您会在后面的照片中分别注意到它们是红色和黑色。这是我搭建电路板，编写代码并调试所有内容后的简短视频：我制作了低音切割板并进行了测试。每个通道的信号通过一个10nF电容器与一个配置为可变电阻器的电位器并联。开关也并联放置，因此我可以使滤波器短路并将其禁用。这是过滤器测试的照片：完成后，我将输入选择器开关连接好。我有一个四极开关，所以我在两个额外极之一之间的掷之间连接了电阻，以创建一个大的，可选的电阻分压器。我将其运行到Arduino上的模拟输入并激活了内部上拉电阻。这样，Arduino可以为每个测量不同的电压...组件：数量组件名称1个×Tubes4Hifi的PH-16唱机套件1个×定制木质底盘1个×电子开关C4D0406N-A，4极6掷旋转开关14×eBay镀金RCA插孔2×IN-4数码管1个×9V壁疣4×NKKM系列开关1个×MogamiW2330微型同轴电缆1个×来自eBay的3.5毫米和桶式千斤顶1个×Digi-Key和Mouser的电子组件4×JLCPCB的定制PCB1个×前面板Express中的自定义前面板和后面板1个×定制3D打印变压器盖1个×来自eBay的电动遥控音量控制声明：本文系电路城独家所有，转载请注明出处！

生鲜灯为了满足对各种颜色生鲜食品的照明需求，其光谱变得多样化。虽然特制光谱的LED光源虽然理论上可行，但是实际上无法做到每种特殊光谱的LED产品都存在；所以很多生鲜灯依然会采用混光方案。但是为了获得合适的混光方案，通常的计算方法非常繁琐。为此，合理选择现有的白光LED和彩色LED，利用LightTools进行模拟得到混色光谱，通过对颜色参数的分析评价，进而获得合适的生鲜灯混光方案和效果指标。随着固态照明的进一步发展，人们对照明品质的要求也越来越高，很多照明领域提出了个性化的光谱要求，生鲜灯在食物方面的照明就是一个很好的例子。我们知道，在低显指高色温的灯管下，人脸会显得苍白无生气，这在食品方面也是一样，使用不合适的照明，超市里的水果、食物会变得颜色怪异，没有卖相，不但会影响生意，而且会因为商品过保质期而造成浪费。而在合适的生鲜灯下，可以使食物得颜色得以更好的还原，使它显得更为新鲜和可口，让顾客更愿意购买，所以生鲜灯在食品照明领域非常重要。而LED由于极易得到各种光谱颜色而在应用中成为理想光源。多种单色光芯片的存在和蓝光芯片配合特制的荧光粉，能现实大多数光谱。但是对于单颗LED,并不是每种光谱的LED都会变成产品，这是因为市场对每种特殊光谱的LED需求量一般不是很大；即便有产品存在，价格也会比较高，而且还可能存在供应问题。相对来说，混色方案更为可行，由于只需要选用常规的LED,所以光源成本更低，方案灵活，而且供应更为可靠。我们通常借助色坐标、CCT、CRI和CQS等参数来评定颜色。其中CRI除了常规的8种标准色样的显色指数之外，还有7个特殊色样的显色指数，而这15个色样相对来说都是非饱和色样，前8个参数的的平均值是我们常用的显色性Ra，例如表征红光（“strongred”）的R9并不在Ra的表征内容之内，所以，即便Ra很大的LED，只要它的光谱没有足够的红光部分，R9的值也会很低。NIST（美国国家标准与技术研究院）也发现，即使一种光的对非饱和色的显色性很好，它对饱和色的显色性也可能很差；NIST发现，只要选用一些饱和色作为一套新的色样，就可以保证对显色性的准确表征，并提出了一种表征显色性的新方法CQS（ColorQualityScale），它采用了15种分布于整个可见光谱中的饱和色为其色样。本文会借助这两套表征显色性的方法来分析混色后的结果。给定光谱，就可以得到上述各种颜色信息，所以光谱涵盖了更为全面的颜色信息。对于混色照明方案，其光谱信息非常重要，但是如何获得会比较方便呢？首先，虽然可以通过测量获得，但是需要制作样灯，这包括定制PCB、准备散热器和购买电源驱动、焊接和组装等步骤，最后测量，过程复杂耗时，而且很难再次调整方案，方法不灵活。其次，计算方法也非常繁琐。光谱数据通常是经过归一化的，而且纵坐标与mW（而非lm）相关；而且LED的辐射特性也不同，如白光LED通常以光通量（lm）、红光以辐射功率（mW）来表征，使得计算更为复杂。最后，即本文中模拟方法，借助LightTools工具模拟，不但能简单地得到混色光谱结果，而且还可以获得其他颜色参数帮助我们分析和评定方案。当然，随着被照物的不同，所需的最佳光谱也会不同。我们以照明深红色苹果为例，水果商希望得到适量的深红光掺杂，使得苹果显得红润可口。同时也要强调一下，红光也有很多种，在选择红色光源时也要先确保具备正确的主波长和光谱信息，使得混光方案匹配照明要求。为达到我们预想的混色光谱结果，首先我们要选用合适的LED光源。OSRAM有很丰富多彩的彩光产品（包括高功率OSLON系列和中功率DurisP5），尤其是在红光方面更是有三种波段的产品；白光LED也有三种显色指数和各个色温可选。所以本文就以其产品为例，选用适当主波长的红光LED和适当光谱的白光LED,获取它们的光谱信息，并通过LightTools软件进行模拟。我们选用主波长数值最大的（640nm）红光（HyperRed）LED（LH），和显色指数为80的白光LED（LCW），使用（mLCW+nLH）混色方案：1.获取LED的光谱数据。通常规格书中有归一化的光谱图，进而得到光谱数据；如果没有光谱图，则可以通过现有夹具夹持LED样品，通过积分球测量系统轻松获得。2.在LightTools中输入每种LED的光谱数据。只需将Excel表格中得到的光谱数据复制到软件中即可。而且可以通过“SpectralRegionChart”检查光谱输入结果，如图1所示。3.在LightTools中输入每种LED的辐射功率/光通量。在规格书里，白光LED是以光通量（lm）表征，而红光LED则是以辐射功率（mW）为单位的，这里我们不必换算单位，直接在软件中的“Emittance”中选择光通量（“PhotometricFlux”）或辐射功率（RediometricPower），并分别输入数值即可。通常在输入亮度信息时，需要考虑驱动电流和结点温度的影响，但是这里作为一个例子，都采用典型电流驱动，并忽略结点温度等因素影响，以简化过程突出重点。4.运行模拟，并分析评价光谱结果。当然，并非第一次就可以得到最合适的混色方案，所以可能需要回到第三步，重新调整功率/光通量比例，甚至可能需要添加或改变LED种类。5.选择得到合适的混色方案，和相应颜色、亮度信息。图1.白光和深红光LED光源光谱数据的输入和光谱图查看图2.白光LED的CRI和CQS结果单独分析白光LED光谱可以发现，虽然其Ra=83，但是其代表红光成分的R9值只有11，说明该光源对这一红色物品的颜色还原能力很差，不适合凸显红色物品的照明。这也是为什么红色食品的生鲜灯需要富含一定量红光的原因，也凸显了生鲜灯的重要性。当然也不能过量添加红光，否则，虽然红色还原能力很高，但是会大大降低其他颜色的显色性。假设白光LED与红光LED的比例为k=M:N，那么这里白光LED个数应设置为k倍的白光光通量。我们假定每颗红光LED为0.3W辐射功率，每颗白光LED为100lm，如果输入500lm白光，那么这里k=5。图3.混光光谱及其CRI和CQS结果添加“Farfieldreceiver”，并运行模拟。结果发现，这一方案很好地添加了红光部分光谱，CCT=2750K,得到了更好的CRI（92）和CQS（90），其中表征红色还原能力的指数R9=70,VS1=90,两者差异的主要原因是红色标准色样的选取不同，结果都比白光LED具备了更高的数值，说明这一生鲜灯方案更有利于红色食品的颜色还原；同时其他颜色样本的显色指数也都保留了较高或更高的数值。在达到该生鲜灯对红色还原能力的同时，还提升了整体的照明品质。食品照明等领域对灯具光谱的要求越来越多样化，但是订制光谱的光源却很难实现量产，而且价格昂贵，所以通常采用混色方案。由于视见曲线和光源光谱曲线的存在，在辐射功率和光通量之间的计算会非常的麻烦，本文利用现有的工具LightTools,通过简单的设置，对混光光谱进行了模拟，除了得到了光谱，还可以获得很多其他颜色的信息；结果显示，本方案获得的照明效果很好，显色性超过90，富含深红色，适合对很多红色食品照明。（本文作者：欧司朗光电半导体高级应用工程师刘明辉博士）来源：维库电子市场网

在现代的照明市场中，LED已经占据了半壁天下。这种全新的照明技术已经成功的进入到了我们的生活当中。随着市场需求的增加，从事LED设计的人员也越来越多。对于新手来说，初级LED照明电路的设计并不算难，但是拓扑电路的选择往往会成为一个比较让人头疼的问题。本篇文章将对LED驱动电源的拓扑结构选择进行指导。LED驱动电源的拓扑结构选择图1LLC半桥谐振拓扑结构在LED驱动电路当中，经常会添加带有变压的交流到直流电源转换功能，其中包含了反激、正激及半桥等拓扑结构。如图1所示，其中反激拓扑结构是功率小于30W的中低功率应用的标准选择，而半桥结构则最适合于提供更高能效/功率密度。就隔离结构中的变压器而言，其尺寸的大小与开关频率有关，且多数隔离型LED驱动器基本上采用“电子”变压器。图2常见的DC-DCLED驱动方式图2是设计当中比较常见的一些直流驱动方式。这种驱动方式相较于其他的方法来说设计简单、成本低廉，并且最大的特点是不受到EMC的干扰，但也有不足，就是依赖于电压、需要筛选（binning）LED，且能效较低。采用DC-DC电源的LED照明应用中，可以采用的LED驱动方式有电阻型、线性稳压器及开关稳压器等，电阻型驱动方式中，调整与LED串联的电流检测电阻即可控制LED的正向电流，线性稳压器同样易于设计且没有EMC问题，还支持电流稳流及过流保护（foldback），且提供外部电流设定点，不足在功率耗散问题，及输入电压要始终高于正向电压，且能效不高。开关稳压器通过PWM控制模块不断控制开关（FET）的开和关，进而控制电流的流动。高能效是开关稳压器的优点，但是更高的能效产生就意味着更多的成本投入，不仅如此，开关稳压器的结构也较为复杂，并且无法摆脱EMI的问题。LEDDC-DC开关稳压器常见的拓扑结构包括降压（Buck）、升压（Boost）、降压-升压（Buck-Boost）、单端初级电感转换器（SEPIC）等不同类型。其中，所有工作条件下最低输入电压都大于LED串最大电压时采用降压结构，如采用24Vdc驱动6颗串联的LED；与之相反，所有工作条件下最大输入电压都小于最低输出电压时采用升压结构，如采用12Vdc驱动6颗串联的LED；而输入电压与输出电压范围有交迭时，可以采用降压-升压或SEPIC结构，如采用12Vdc或12Vac驱动4颗串联的LED，但这种结构的成本及能效最不理想。图3直接采用交流驱动LED的示意图从最初的简单电路构造，发展到先如今的直流电源直接驱动，LED技术已经经历了较为长远的一段发展时间。直流电源驱动的应用示意图如图3所示。这种结构中，LED串以相反方向排列，工作在半周期，且LED在线路电压大于正向电压时才导通。这种结构具有其优势，如避免AC-DC转换所带来的功率损耗等。但是，这种结构中LED在低频开关，故人眼可能会察觉到闪烁现象。此外，在这种设计中还需要加入LED保护措施，使其免受线路浪涌或瞬态的影响。LED拓扑选择示例分析图4备选的LED电源拓扑图4当中给出的表格是LED驱动拓扑选择的参考，这里列出的是比较常用的几个，黑色的圆点表示在此种情况下应该选择哪种拓扑结构。如果只是使用较为简易的电阻器或线性稳压器来驱动LED的话，也是可以的。但是此类方法通常会浪费过多功率。所有相关的设计参数包括输入电压范围、驱动的LED数量、LED电流、隔离、EMI抑制以及效率。大多数的LED驱动电路都属于下列拓扑类型：降压型、升压型、降压-升压型、SEPIC和反激式拓扑。图5简单的降压和升压型拓扑为LED供电在图5当中给出了三种较为基本的拓扑，前两个为BUCK型，最后一个为BOOST型。第一个示意图所显示的降压稳压器适用于输出电压总体小于输入电压的情形。在图5中，降压稳压器会通过改变MOSFET的开启时间来控制电流进入LED.电流感应可通过测量电阻器两端的电压获得，其中该电阻器应与LED串联。对该方法来说，重要的设计难题是如何驱动MOSFET.从性价比的角度来说，推荐使用需要浮动栅极驱动的N通道场效应晶体管（FET）。这需要一个驱动变压器或浮动驱动电路（其可用于维持内部电压高于输入电压）。相信稍有基础的人都能看出来，图5当中的第二个电路为备选的降压稳压器，其中的MOSFET对接地进行驱动，从而大大降低了驱动电路要求。该电路可选择通过监测FET电流或与LED串联的电流感应电阻来感应LED电流。后者需要一个电平移位电路来获得电源接地的信息，但这会使简单的设计复杂化。另外，图5中还显示了一个升压转换器，该转换器可在输出电压总是大于输入电压时使用。由于MOSFET对接地进行驱动并且电流感应电阻也采用接地参考，因此此类拓扑设计起来就很容易。该电路的一个不足之处是在短路期间，通过电感器的电流会毫无限制。但是可以通过保险丝或电子断路器的形式来增加故障保护。此外，某些更为复杂的拓扑也可提供此类保护。图6降压-升压型拓扑可调节大于或小于Vout的输入电压图6当中的电路一般在输出电压和输入电压较为不稳定，呈现时高时低时使用。两者具有相同的折衷特性（其中折衷可在有关电流感应电阻，以及栅极驱动位置的两个降压型拓扑中显现）。图6中的降压-升压型拓扑显示了一个接地参考的栅极驱动。它需要一个电平移位的电流感应信号，但是该反向降压-升压型电路具有一个接地参考的电流感应和电平移位的栅极驱动。如果控制IC与负输出有关，并且电流感应电阻和LED可交换，那么该反向降压-升压型电路就能以非常有用的方式进行配置。适当的控制IC,就能直接测量输出电流，并且MOSFET也可被直接驱动。图7降压或升压型以及SEPIC拓扑提供了更高的效率但是这种方法存在一定的缺陷，就是电流会比较高。如，输出电压和输入电压相同时，电感和电源开关电流则为输出电流的两倍。这会对效率和功耗产生负面的影响。在许多情况下，图7中的“降压或升压型”拓扑将缓和这些问题。在该电路中，降压功率级之后是一个升压。如果输入电压高于输出电压，则在升压级刚好通电时，降压级会进行电压调节。如果输入电压小于输出电压，则升压级会进行调节而降压级则通电。通常要为升压和降压操作预留一些重叠，因此从一个模型转到另一模型时就不存在静带。当然该电路也是有优点存在的，就是当输出和输入的电压对等时，开关和电感器电流也近乎等同于输出电流。电感纹波电流也趋向于变小。即使该电路中有四个电源开关，通常效率也会得到显着的提高，在电池应用中这一点至关重要。图7中还显示了SEPIC拓扑，此类拓扑要求较少的FET,但需要更多的无源组件。其好处是简单的接地参考FET驱动器和控制电路。此外，可将双电感组合到单一的耦合电感中，从而节省空间和成本。但是像降压-升压拓扑一样，它具有比“降压或升压”和脉动输出电流更高的开关电流，这就要求电容器可通过更大的RMS电流。图8反激式转换器可提供隔离和功率因数校正功能当然，在考虑效率的基础上，所有的效率就都应出于对安全的考虑，一般来说都会规定在离线电压和输出电压之间使用隔离。在此应用中，最具性价比的解决方案是反激式转换器（请参见图8）。它要求所有隔离拓扑的组件数最少。变压器匝比可设计为降压、升压或降压-升压输出电压，这样就提供了极大的设计灵活性。但其缺点是电源变压器通常为定制组件。此外，在FET以及输入和输出电容器中存在很高的组件应力。在稳定照明应用中，可通过使用一个“慢速”反馈控制环路（可调节与输入电压同相的LED电流）来实现功率因数校正（PFC）功能。通过调节所需的平均LED电流以及与输入电压同相的输入电流，即可获得较高的功率因数。现如今，很多的应用中都开始使用LED,而LED则要使用相应的拓扑结构来进行配合.一般来说，决定使用哪个LED拓扑结构的，通常是输入电压、输出电压和隔离需求等因素。在输出输入电压不稳定的情况下，使用降压或着升压的方法来应对是正确的选择。但是当输入输出电压处于较为稳定的情况下时，选择机会变得比较困难，所以希望通过本篇，能够帮助大家积累在这方面的知识。

广受欢迎的555定时器可用作乐器或其他应用的PWM/D类放大器。其可在4.5V~16V的电源电压范围内工作，并可输出200mA的驱动电流。音频信号被传送至555定时器的CV（控制电压）引脚。本设计实例为耳机和音频线路提供两个简单、便宜的驱动器，分别如图1、图2所示。这两个驱动器针对电吉他和小提琴设计，但也可适用于更多其他应用。对于这样的简单应用而言，噪声和总谐波失真（THD）并不是重点考虑因素，因此并未对这两个数值进行测量。图1:含运算放大器和NE555定时器的耳机和音频线路驱动器。也可以使用CMOS版本（如LMC555），但输出电流较低。其优点为工作频率较高。下述为一些设计考虑因素：●CV引脚的输入电阻约为3kΩ，在大多数音频应用中，需要某种音频前置放大器/缓冲器。●CV需要极大幅度的输入音频信号。所需的幅度取决于555定时器的电源和所需的输出音频功率。●555定时器作为振荡器使用，通过施加至CV的较低频音频信号对其进行调制。振荡频率应最好至少为最大所需音频频率的10倍。对音频应用而言，频率应介于60kHz至200kHz之间。这样就简化了555定时器所产生的高频噪声的滤除，并维持了高切换效率。●需留意射频发射。至少应在555定时器的输出端和扬声器或耳机间设置一个一阶低通滤波器。若电缆较长，则应考虑电缆寄生电容（最好为双绞线）。通过Av1=1+R6/R12这一公式，第一级增益由R6和R12设定为约11。CV上无输入模拟信号时的定时器的频率取决于R7、R8及C5的值，其标准计算公式如下：f=1.44/（（R7+2R8）×C5）（Hz）NE555的输出信号传输至连接器OUT1、OUT2和OUT3.R9、C7和负载可作为低通滤波器，用于滤除定时器产生的高频分量。若未经滤波，这些分量会产生辐射，导致放大器周围的敏感电子设备出现问题。应尽量降低滤波器的截止频率，并选用具有较高电阻的耳机。来源：维库电子市场网

在USB适配器、手机充电器以及系统偏置电源等大量低功耗应用中，低成本准谐振/非连续模式反激式转换器是常见选择（图1）。这类转换器设计效率高，成本极低。因此为什么不考虑在自己的设计中使用双极性节点晶体管（BJT）呢？这样做有两个非常有说服力的理由：一个是BJT的成本远远低于FET；另一个是BJT的电压等级比FET高得多。这有助于设计人员降低钳位电路和/或缓冲器电路的电气应力与功耗。使用BJT的唯一问题是许多工程师已经习惯于FET，或是在他们的电源转换器中从来不将BJT用作主开关（QA）。本文将探讨如何估算/计算在非连续/准谐振模式反激式转换器中使用的NPNBJT的损耗。图1:离线高电压BJT适配器反激电路在深入探讨计算BJT损耗的方法之前，需要对双极性晶体管模型做一个基本了解。一个双极性晶体管的最简单形式是一个电流控制型电流汲/开关。基极（B）输入可控制从集电极（C）流向发射极（E）的电流。图2是NPNBJT的概念和原理图。该器件掺杂有两个被P（正电荷原子）掺质区隔开的N（负电荷原子）半导体区。基极与P材料相连，而发射极和集电极则分别连接至晶体管的两个N区域。图2:BJT半导体（a）和原理图符号（b）基极发射极结点的功能与二极管类似。在基极发射极结点施加正电压，会吸引N材料（与发射极（E）连接）的自由电子。这些自由电子迁移到P材料中后，会造成N材料的自由电子匮乏。N材料中的自由电子匮乏会从偏置电源（与基极和发射极相连）的负端吸引电子，形成完整电路允许电流通过。B节点和E结点的负偏置会导致多余电子从P材料中吸引出来。这会断开电路，阻止电流流动，就像对二极管进行反向偏置一样。在基极发射极结点处于正向偏置，而集电极至发射极路径为偏置时，这可打开洪流栅极，允许电流流动。连接至集电极的正偏置会吸引自由电子流向集电极端，在N材料中形成电子匮乏。这可吸引来自基极的电子，将其耗尽在N材料中。现在电流就可流经集电极和发射极的耗尽层，形成完整电路。集电极电流（IC）的数量可能会比基极电流（IB）多好几个数量级。IC与IB之间的比值一般称为晶体管的DC电流增益。在产品说明书中也可表达为Beta（β）或hFE。注意，在晶体管产品说明书中，该比值在特定条件下给出，可能会有明显的变化。（等式1）在饱和状态下工作当集电极基极电流比被迫低于产品说明书规定的hFE值时，晶体管就可定义为饱和工作。在BJT处于饱和状态下时，增加基极电流就不会生成更多的集电极电流。集电极发射极之间的电压也骤跌到了最低水平。这在产品说明书中被称为集电极发射极饱和电压（VCE（SAT））。该电压一般为0.5V至2V，具体取决于BJT.在适配器和偏置电源应用中，在BJT用作主开关以保持最低传导损耗时，该器件就可驱动在饱和状态下。反激设计中的饱和BJT（等式2）场效应晶体管（FET）是中间功耗范围（30W到1KW）的热门选择，因为FET的传导损耗普遍小于BJT的传导损耗。但在偏置电源与适配器等15W至30W的低功耗应用中，开关电流较小。因此，BJT可用于发挥较低成本及较高电压额定值的优势。但这类器件并不完美，在设计过程中需要应对一些不足。在使用FET时，栅极只有在栅极电容充放电时才传导电流。在基极发射极结点处于正向偏置时，BJT一直都在传导。此外，在关断饱和BJT时，由于存储电荷原因，有相当一部分集电极电流会从晶体管基极流出。这与FET不同，FET的栅极驱动器从来不会出现FET的漏极电流。这将为反激式控制器的基极驱动器带来更多应力。在为此类设计选择反激式控制器时，应确保其可控制和驱动适配器应用中的BJT。UCC28722反激式控制器经过专门设计，可控制将BJT用作主开关的准谐振/非连续反激式转换器。该反激式控制器的驱动器电路详见图3。图3:控制器基极驱动器内部电路要计算此类低功耗反激式应用中BJT的功耗情况，需要基本了解BJT的波形（图4）。注意，BJT集电极电压（VC）、集电极电流（IC）以及电流传感电阻器电压（VRCS）可被截断5WUSB适配器。基极电流（IB）和输出二极管电流（IDC）只是画出来表现对应的电流，可能不是实际量级。图4:准谐振反激式转换器中BJT的开关波形在t1时间段的起点，集电极电流为0。基极使用19mA的最小驱动电流（IDRV（MIN））驱动，该电流可逐步递增至37mA的最大驱动电流（IDRV（MAX））。由于集电极电流是从0开始的，因此在开关周期的起点为基极提供最大驱动电流既没必要，也无效率。开关保持导通，直至达到最大驱动电流为止，该最大驱动电流可通过控制器控制律确定。初级电流通过电流传感电阻器（RCS）感应。在t1时间段内，变压器（T1通电，BJT驱动到饱和状态。一旦在t1终点达到所需电流时，就可通过FET将BJT的基极拉低。此时，所有的集电极电流都将流出晶体管基极，注入DRV控制器引脚（IDRV）。反向恢复与基极电流的耗尽在t2时间段，基极集电极结点进入反向恢复，晶体管保持导通，直至基极电流消耗到大约集电极电流的一半。注意，该时间段集电极电流与发射极电流之差即为流经晶体管基极的电流。晶体管保持导通，集电极电流的量级大致保持不变。该时间段也称为BJT存储时间（tS），可在器件的产品说明书上查到。存储时间结束、t3开始时，晶体管开始关断。在这个时间段内，晶体管PN两个结点都进入了反向恢复。在晶体管关断，集电极电流将耗尽时，基极和发射极共享集电极电流。集电极电压逐渐升高，直至器件完全关断。当BJT完全关断时，集电极电压达到最大值。该电压是输入电压、变压器反射输出电压以及变压器漏电感造成的峰值电压之和。在t4时间段内，能量不仅提供给二次绕组，而且二极管DG开始传导，从而可为输出提供能量。当变压器的能量耗尽时，集电极电压开始围向接地。该电压可通过辅助绕组的匝数比（NA/NP）传感。当控制器观察到变压器失电，就可增加t5延迟来实现谷值开关。注意，图4中的波形只是一个截图，此时转换器工作在近临界传导状态下，正在进行谷值开关。控制器不仅可调节初级电流的频率和幅度，而且还可驱动转换器进入非连续模式，从而可控制占空比。这些转换器的最大占空比发生在转换器工作在设计设定的近临界传导状态下时。估算BJT中传导及开关损耗的计算方法与二极管类似。基极、发射极和集电极饱和电压可按电池进行建模，与二极管正向电压类似。平均电流可用来估算平均传导损耗。在本应用中，计算中涉及的所有电流均为三角形或梯形。平均计算不仅使用基本几何原理，而且还有清楚的记录。主要差别在于BJT具有电荷存储延迟（tS）。BJT晶体管的基极需要在器件开始关断之前，移除一定数量的存储电荷（QS）。这就需要知道如何计算PN结点的反向恢复电荷（QR）。反向恢复电荷是指让半导体器件停止传导所需的反向电荷数量。为了计算BJT开关（QA）的损耗，我们来看看使用NPN晶体管（工作在115VRMS输入下）的5WUSB反激式转换器。详细规范见表1。峰值集电极电流（IC（PK）通过控制器限制为360mA，转换器最高频率（fMAX）按设计限制在70KHz。在115VRMS输入的满负载情况下，该转换器的平均开关频率（fAVG）为56KHz。根据最低输入电压，转换器设计采用的最大占空比（DMAX）为52%。在该输入条件下，最高集电极电压（VC（MAX））为250V。（等式3）晶体管损耗估算估算晶体管损耗，需要估算图4中所示的各个时间段。t1时间段是最大占空比的时长，对于本设计示例而言大约是7.4us。（等式4）估算t2时间段，需要计算器件的存储电荷（QS）。根据产品说明书的tS参数以及基极放电电流（I，存储电荷为200nC:（等式5）在t1时间段，该晶体管被驱动为饱和状态。在t1时间段，全部集电极电流均流经晶体管基极。由于基极在t2内进入某种类型的反向恢复，因此集电极电流在晶体管的基极和发射极之间分流。根据这一信息以及电流在该时段内为梯形的特性，t2存储时间段的平均基极电流（IB（AVGt2））可按以下等式计算：（等式6）有了平均基极电流和QS，t2时间段可以通过以下等式计算：（等式7）（等式8）集电极反向恢复电荷（Qr）数量可用来估算开关损耗时间段t3。根据BJT产品说明书，参数Qr的计算结果为36nC。（等式9）按三角形特性，t3时间段的平均集电极电流（IC（AVGt3））为180mA。该集电极电流和计算得到的Qr可用来估算t3时间段的时长，在本设计实例中大约为200ns。（等式10）（等式11）根据t1至t3时间段的时间估算，就可使用等式12计算BJT在115VRMS输入下的损耗（PQA）。在该等式中，第一组项是BJT正向偏置时的基极至发射极传导损耗。第二组项是估算t1和t2时间段中集电极电流所引起的BJT损耗。这包括流经基极的电流。基极到集电极的反向饱和电压按VCE（SAT）估算。第三组项用于估算BJT的关断损耗。（等式12）

-Akoustis巩固了其基于BAW（BulkAcousticWave，体声波）的射频（RadioFrequency，RF）滤波器在5GHz频段的领导地位，以适应最新的WiFi标准-XBAWRF滤波器模块可完全覆盖5GHz非授权的WiFi6E频段-目前业界带宽最高的5GHz频段BAW滤波器，带通性能可达665MHz-已向SoC（系统级芯片厂商）和OEM（原始设备制造商）送样多款射频滤波器，以支持最新WiFi6E平台的开发据麦姆斯咨询报道，专注于为移动和其它无线应用提供具有专利的体声波（BAW）高频RF滤波器的垂直整合制造商（IDM）AkoustisTechnologies（纳斯达克股票代码：AKTS）（以下简称“Akoustis”），近日宣布其首款专为WiFi6E平台开发的5.5GHzXBAW滤波器已送样至SoC和OEM公司。新型5.5GHz滤波器可覆盖5.1GHz-5.8GHz频段，通带内的功率损耗较低。该款新型射频滤波器解决方案将作为公司标准目录产品，提供给所有潜在用户。它具有665MHz的超高带宽，是目前市面上可用的带宽最高的BAW滤波器产品，分数带宽（fractionalbandwidth）可达到12%。5.5GHz高性能XBAW滤波器可与最新的6GHzWiFi频段共存，性能优于传统LTCC（LowTemperatureCo-firedCeramic，低温共烧陶瓷）技术与介质谐振器滤波器技术。Akoustis首款5.5GHzWiFi6EBAW滤波器解决方案此款XBAW滤波器是Akoustis最新研发的两款滤波器的其中一款，它们分别覆盖5.1GHz-5.8GHz和5.9GHz-7.1GHz频段，显着提高了数据吞吐量并减少了与高频WiFi同步进行无线电操作出现的干扰问题。Akoustis的创始人兼首席执行官JeffShealy表示：“Akoustis此次推出的首款5.5GHzXBAW滤波器，可用于新兴的WiFi6E市场，Akoustis也将继续在高频5GHzBAWWiFi滤波器中保持其领先地位。通过将665MHz带宽滤波器模块与我们现有的、首次面市的5.2GHz和5.6GHzRF滤波器相结合，Akoustis为支持WiFi6和WiFi6E的5GHz频段提供了最全面的BAWRF滤波器解决方案。”Shealy继续说道，“接下来我们将继续为WiFi6频段推出新产品，目前我们正与多家OEM和ODM厂商开展积极合作，以提供完整的WiFi6E滤波器解决方案，我们预计在今年年末设计并交付产品。WiFi6E通过在6GHz频谱中增加1.2GHz的分配频谱，可显着提高支持WiFi设备的速度和性能，而且我们独有的专利XBAW技术尤其适合这些令人望而生畏的高带宽、高频率要求。”美国联邦通信委员会（FCC）在4月下旬宣布批准开发5.925GHz-7.125GHz频段供非授权使用，这是自FCC在1989年为WiFi分配非授权频段以来的最大频段增加。预计使用该新频段的下一代WiFi将称为WiFi6E。这项批准将在未来几年中创建新的频段或频段组合。在4月获得FCC批准前，Akoustis就一直致力于开发新型滤波器以支持新兴的WiFi6E市场。该公司一直积极研发高频宽带压电材料、器件模型和RF滤波器设计方法等，并已就其WiFi6ERF滤波器的方法申请了专利。5.5GHzXBAWWiFiRF滤波器具有以下特点：•全集成的50Ω滤波器模块配置•低插损（最小1dB）带通滤波器•高频、高带宽，覆盖整个665MHzUNII1、2A、2B、2C、3、4频段•高抑制比可与6GHzWiFiUNII5~8频段共存•单端收发（Tx/Rx）端口•高额定功率，最大+30dBm•尺寸紧凑：3.5mmx3.5mmx1.5mm•工作温度范围从-40°C到+85°C•符合RoHS标准的无铅封装5.5GHz滤波器使用Akoustis专有的XBAW工艺在其位于纽约州卡南代瓜（Canandaigua，NY）的硅基MEMS晶圆代工厂开发并制造。目前样品已开始寄送。Akoustis准备在2020年进入5G网络基础设施、高频段WiFi和相控阵雷达等多个市场领域，Akoustis的高频、高性能XBAW工艺和滤波器将会受到越来越多的关注。Akoustis已在其产品目录中新添13款滤波器，包括一款5.6GHzWiFi滤波器、一款5.2GHzWiFi滤波器、三款小型5G网络基础设施滤波器（包括两款频段n77滤波器、一款频段n79滤波器）、用于国防相控阵雷达应用的一款3.8GHz滤波器和五款S-Band滤波器、一款用于CBRS（公民宽带无线电服务）5G基础设施的3.6GHz滤波器和一款用于无人机系统（UAS）的C频段滤波器。该公司目前针对5G移动设备、网络基础设施、WiFiCPE（CustomerPremiseEquipment，客户前置设备）和军事国防等领域，正在为sub-7GHz开发新的滤波器。关于AkoustisAkoustis是一家BAWRF滤波器高科技解决方案公司，率先推出了下一代材料科学和MEMS晶圆制造技术，以满足市场对改进RF滤波器的需求——与目前采用的多晶BAW技术相比，获得更高带宽、更高工作频率和更高输出功率。该公司利用其专利保护的XBAW制造工艺，为移动和其他无线市场生产体声波RF滤波器，其产品增强了信号接收并加速了天线和数字后端之间的频带性能。Akoustis高纯度单晶压电材料和谐振滤波器工艺的显着进步，实现了卓越的器件性能，推动了机电耦合并转换为更宽的滤波器带宽。Akoustis利用其IDM业务模式为市场规模达数十亿美元的RF滤波器市场提供服务。该公司位于纽约州卡南代瓜市的工厂已通过了ISO-9001：2015认证，共占地120000平方英尺（约等于11148平方米），其中包括100级和1000级洁净室设施，可用于6英寸晶圆加工，以及RF滤波器、MEMS和其它半导体器件的设计、开发、制造和封装等。Akoustis总部位于北卡罗来纳州夏洛特附近的皮埃蒙特技术走廊。转载自MEMS。

1概述自20世纪以来，我国煤矿井下开始大量使用127V照明电源及其综合保护装置。到目前为止，我国煤矿井下选择的照明器材仍以传统电源为主，都是将工频变压器、组合开关及综合保护装置组合在一起，装在一个隔爆外壳中，为煤矿井下设备供电。随着井下开采规模增大，巷道与综采工作面加长，井下供电电压的提高，近几年出现了使用大容量6kVA、8kVA乃至10kVA的电源。但这些电源大多还是以工频变压器为设计主体，其体积大、质量大、效率低，在将660V电压变为127V电压的过程中造成了比较严重的能量损耗。使用电力电子变压器进行调压近年来得到快速发展，其主要性能有：无电网污染；输出电压稳定；功率因数可调；具有高度的可控性；具有可靠的电路检测保护功能.因此，研究体积小、质量小、效率高的电力电子变压器来取代工频变压器成为了现阶段的一个主要研究课题。2采用电力电子变压器交流调压电力电子变压器的设计思路源于具有高频链接的AC/AC变换电路。它是一种含有电力电子变换器且通过高频变压器实现磁耦合的变换装置，其突出特点在于通过变换器实现对其交流侧电压幅值和相位的实时控制，可实现变压器原副边电压、电流、功率的灵活调节。电力电子变压器的实现方案主要分两种：一是变换中不含直流环节的AC/AC变换；二是在变换中含有直流环节的AC/DC/DC/AC变换。其中第二种方案的主电路结构图如图1所示。图1电力电子变压器主电路结构图3一种AC/DC变换器由图1可以看到，该电力电子变压器主要分为三个模块：输入整流级、DC-DC变换级和输出逆变级。基于现代电力电子技术，使用适当的方法对图中的开关管进行控制，该装置就可以实现与传统的工频变压器相同的功能。二者相比较，传输功率一定时，电力电子变压器不仅体积、质量比工频变压器小的多，而且其性能要比工频变压器好。但基于传统的整流和逆变方法的电力电子变压器有两个主要缺点：一是对于大功率、高电压的电路来说，开关管的耐压能力有限；二是整流和逆变中用到了太多的开关管，降低了电路运行的稳定性，增加了能量的损耗，提高了电路成本。因此，针对电力电子变压器前端的AC/DC整流部分，文章给出了一种的单级高频隔离的三相AC/DC变换器,并且在理论上证明了其用于煤矿井下无工频变压器照明电源设计的可行性。其具体结构如图2所示，该结构可以取代图1中虚线框中的输入整流级和DC/DC变换级。通过图1与图2的对比可以看出，该结构在实现AC/DC的过程中只使用了三个开关管，开关器件使用的减少可以简化电路结构，减少电路损耗；输入端采用PWM整流方法，功率因数可调且可实现高功率因数运行；DC/DC环节基于正反激电路设计，可稳定输出电压。该单级高频隔离三相AC/DC变换器的工作原理为：在输入整流端采用PWM整流的方法，从而在变压器原边Np两端产生PWM方波；原边的功率通过副边线圈N5传递给负载，Lo和Dd组成了续流回路，保证了负载电压的稳定性；变压器副边线圈Nd和二极管Dd以及负载组成的回路作用是给变压器去磁。这样就使变换器工作在负载电流连续（CCM）和输人电流断续（DCM）的模式下，可以实现上述各种优良性能。图2单级AC/DC变换器拓扑结构其具体的控制方法是通过采样输入电流和输出电压，进行坐标变换以及闭环调节的设计，以此来调节输入电压电流（功率因素）和输出电压，功率。常用的三相PWM整流方法如中所述，该电路中具体的PWM整流方法是：先定义三个两电平调制变量ma（t），mb（t），mac（t）如下，再通过矩阵变换产生三电平变量ya（t），yb（t），yc（t），通过这三个变量的状态来控制三个开关管的开通和关断。其具体关系式如下：由上面两个式子得到的开关管控制表见表1。由控制表得：当三个变量的状态为0电平时，与其相对应的开关管要关断；而其状态为非0态时，与其对应的开关管要打开。由此，使用ya（t），yb（t），yc（t）产生的PWM波形就可以用来驱动开关管的通断进而控制前级的整流电路的正常工作。使用高频变压器的DC/DC环节可以等效成一个单向的Buck变换器，其等效电路结构如图3所示。该电路的工作状态可以简化描述为三个阶段：①开关闭合，变压器磁芯被磁化，电能通过副边线圈N由直流电源E传递给负载；②开关断开，电感Lo中的电流通过二极管Dd续流，变压器磁芯通过去磁绕组Nd经负载回路产生的去磁电流开始去磁；③开关仍然断开，去磁已经完成，但电感Lo仍然通过Dd续流。图3DC/DC环节等效电路该电路是基于正反激电路设计而成的，通过恰当的设计方法和参数可以保证负载电流的连续性以及原边电感的断续，只有这样才能保证三个工作状态正常运行。4电路仿真及分析为了证实该电路的有效性，在该电路的基础上设计仿真，其主要参数为：相输入线电压660V；开关频率20kHz；输出电压为225V，可以为逆变输出127V交流提供稳定的直流电源。输入端电感和电容值分别为175μH和23μH,Np=28,Ns=12,Nd=3,输出端电感和电容分别为130μH和1000μF。输入电压及输入电流的波形和输出电压的波形如图4所示。图4仿真输入电压电流及输出电压波形将输入电流放大10倍得到了图4中输入电压和输入电流的波形，可以看到此时电压与电流的波形在相位上基本吻合，此时的输入功率因数较高。通过闭环调节控制产生相应的PWM波形，控制相应的开关管的开通和关断来达到上述目的。仿真结果说明了该电路拓扑结构在理论上可以实现煤矿井下照明电源需要的输入端整流级及隔离部分的D/DC变换级，其与传统的电力电子变压器中相应的结构相比结构简单，较容易实现。5结语本文介绍了一种的三相AC/DC变换器。这种电路拓扑结构仅仅使用了三个开关管，大大简化了电路的结构，实现较容易，能够比较灵活的应用于煤矿井下无工频变压器电源的设计。该电路采用PWM整流方法，输入端功率因数高，可以实现单位功率因数运行；输出电压稳定、调整方便、动作可靠、性能好。现代电力电子技术的发展为煤矿井下无工频变压器电源的研究提供了理论和技术基础，本文仅就相关技术方案提出了一种新的电路结构，随着电力电子技术的不断进步，采用电力电子技术构成的煤矿井下无工频变压器电源将会得到广泛的推广和应用。来源：维库电子市场网

本文介绍了基于DSPTMS320LF2407A并使用SPWM控制技术的全数字单相变频器的设计及实现方法，最后给出了实验波形。常见的AC/DC/AC变频器，是对输出部分进行变频、变压调节，而且在多种逆变控制技术中，应用最广泛的一种逆变控制技术是正弦脉宽调制（SPWM）技术。在变频调速系统中，应用DSP作为控制芯片以实现数字化控制，它既提高了系统可靠性，又使系统的控制精度高、实时性强、硬件简单、软件编程容易，是变频调速系统中最有发展前景的研究方向之一。TMS320LF2407A芯片简介TMS320LF2407A是TI公司专为电机控制而设计的单片DSP控制器。它具有高性能的C2XLP内核，采用改进的哈佛结构，四级流水线操作，它不仅具备强大高速的运算能力，而且内部集成了丰富的电机控制外围部件，如事件管理器EVA、EVB各包括3个独立的双向定时器；支持产生可编程的死区控制PWM输出；4个捕获口中的2个可直接连接来自光电编码器的正交编码脉冲；2个独立的10位8路A/D转换器可同时并行完成两个模拟输入的转换；片内的串行通信接口可用于与上位机通信；片内串行外设口用于与外设之间通信；40个可独立编程的复用I/O口可以选配成键盘输入和示波器显示的输入/输出口。这些为实现交流电机变频调速控制提供了极大的便利。系统总体方案及硬件电路图1为系统硬件框图。在本系统中，以TMS320LF2407A为主要控制芯片，逆变器采用SPWM调制控制方式实现变频控制算法，系统硬件由主电路、显示电路、键盘输入电路以及检测与保护电路等组成。DSP首先从键盘采集需要的频率信号，接着通过运算产生相应的SPWM信号，通过光耦传给驱动电路再控制逆变桥中的功率管导通与关断，同时采集主电路中的有关信号并判断有无故障输出。若有故障则关断DSP的SPWM输出，从而关断主电路。1、主电路组成图2为系统的主电路，由整流电路、滤波电路和逆变电路3部分组成。整流电路为三相不可控整流桥，由它将380V、50Hz交流电整流变换成脉动直流电。电路中采用滤波电容进行滤波，滤去电压纹波，同时滤波电容还在整流电路与逆变器之间起去耦作用，以消除相互干扰。整流后的直流电压平均值为UO=1.35U2≈1.4U2=540V，U2为交流侧电压有效值。考虑到输入三相电有10%的波动，所以UO=500~560V。主电路图中的功率器件G1、G2、G3、G4表示是IGBT器件，其型号是MG50Q2YS40，耐压值为1200V，控制电压为土20V，电流为50A。R1为限流电阻，防止冲击电流对IGBT的损害。L1、L3为共模滤波器，HL1、HL2为电流霍尔元件，其作用为检测主电路的电流值，作为保护电路的输入信号；另外还用到电压霍尔元件，检测电压值，作为保护电路的输入信号和电压反馈信号，组成电压负反馈。采用SPWM技术控制的4个IGBT进行逆变，输出的交流电经过变压器变压后，再用LC滤波器进行滤波，输出220V频率可变的交流电。2、驱动与保护电路图3为驱动电路原理。本系统逆变电路功率器件采用IGBT芯片，因此驱动电路选用4片三菱公司生产的驱动模块M57962L。该驱动模块为混合集成电路，将IGBT的驱动和过流保护集于一体。图3中M57962L的13脚接DSP的PWMl（其他3片M57962L分别接PWM2、PWM3、PWM4），14脚接地，1、6脚分别接电源。另外，M57962L采用的是低电压驱动，即只有13脚输入负电位时才能驱动M57962L。这样做的优点在于防止出现干扰，当出现干扰波形时，采用低电平驱动的M57962L不能驱动。另外在关断过程中，如果电压变化过大，则会产生擎住现象，使IGBT失控，引起上下桥臂直通，因此，采用RC缓冲电路来抑制过电压和电压变化率du/dt。系统的数字实现系统逆变器部分采用SPWM规则采样算法，其基本思想是使输出的脉冲按正弦规律变化，这样降低输出电压中的谐波分量，使输出电压更接近于正弦波。为了便于数字实现，用规则采样法生成SPWM脉冲序列，其原理如图4所示。因为三角载波频率比正弦波频率高很多，所以将三角载波uc的一个周期内的正弦调制波ut看作不变，这样在一个三角波周期，只需在B点取样一次，便可使生成的SPWM脉冲中点与对应三角波的中点（A点）重合，从而使SPWM脉冲的计算大为简化。设uc的幅值为1，正弦调制信号ut=Msinωtt，其中O≤M正弦函数值采用查表的方式求出。另外在每段的同步调制中取N为3的倍数。软件程序设计是逆变控制电路设计的核心。本系统软件主要包括：主程序、中断服务程序、PI调节程序、显示程序等。图5为主程序流程，图6为中断程序流程。在主程序中，完成DSP系统及外部设备初始化，I/O控制信号管理及正弦波信号产生和处理等。在中断程序中，完成电流、电压检测，PI调节计算，计算恒压频比下的调制度M和频率值，正弦波处理并给比较器CMPRl赋值等。图7为同一桥臂上下管PWMl与PWM2波形。由图可见，上下桥臂设置了2μs的死区时间，以保证逆变电路的安全工作。图8为DSP发出的PWM波形，（1）、（2）为两个互补的等幅不等宽的脉冲信号。其中高电平为+5V，低电位为OV，脉冲宽度是按照正弦规律变化的。由于M57962L芯片采用的是负电位驱动，所以要采用电平转换电路。图9为最终驱动IGBT的SPWM波形（转换后的SPWM波形），从图中可以看出，波形的宽度是按照正弦规律变化的。图10（a）、（b）分别为f=200Hz和f=300Hz时的输出电压波形。实验结果表明，输出电压波形质量好，总谐波畸变率低。结论基于DSP的数字控制技术能大大改善产品的一致性，克服模拟控制带来的产品性能分散性，同时增强了控制的柔性，简化了系统结构，提高了整个系统的稳定性和可靠性，有较好的应用前景。本设计应用TMS320LF2407A芯片采用SPWM控制技术，完成了将380V、50Hz的交流电源变换成输出220V、频率为100~400Hz可调的交流电源。通过对样机的实际测量表明，输出波形质量良好，克服了过去这类电源采用体积大的中频变压器时出现的噪声大、响应慢、波形畸变严重等缺点，是有较好应用前景的产品。来源：维库电子市场网

美新半导体正式发布旗下首款全极霍尔传感器芯片MHA100KN。其具有超低功耗、超宽输入电压范围、小尺寸封装以及精准的开关控制等优势，可广泛适用于TWS，笔记本电脑，智能穿戴设备，智能仪表，开关等应用。MHA100KN使用低功耗CMOS工艺，单个芯片内集成霍尔感应元件。芯片内置灵敏度补偿，并且具有优良的温度补偿特性，使芯片能在-45~85℃的环境中保持良好的性能和一致性。MHA100KN工作电流典型值2.5uA，可满足终端设备的超长待机时间需求。采用DFN4封装，1.0x1.4x0.37mm，较小的封装尺寸为终端设备的结构设计提供了便利。工作电压1.65~5.5V，保证在充电电压不稳时仍然可以正常工作，较小的磁滞窗口确保开合检测窗口重叠。全极操作，N极和S极输出自由选择。典型的应用场景包括：检测TWS耳机充电仓盖的开启和关闭，检测耳机是否放置于充电仓内正确的位置，以及检测笔记本电脑屏幕的开合状态等。美新作为中国领先的MEMS传感器供应商，在磁传感器技术领域拥有15年的深厚积累，MHA100KN的推出进一步丰富了磁传感器产品线。美新长久以来致力于为更多客户提供全方位的解决方案，此次新产品的推出再次践行了这一承诺。目前，美新已经向多家主流手机及TWS耳机知名品牌厂商提供样品并于年内量产出货。转载自MEMS。

随着全球各国政府对LED照明扶持力度的加剧，LED产品价格的进一步降低，LED照明市场近几年来得到了井喷式的发展。LED路灯是其中一个重要应用，其高能效、环保、节能、便于控制等优点，已经使得其取代传统路灯的趋势越来越明显。不同于室内LED照明产品，LED路灯往往功率较大，而室外应用环境更具复杂性，如何高效可靠驱动LED路灯成为设计的要点。积极推动高能效创新的安森美半导体充分利用在电源领域的丰富经验，为LED路灯驱动设计提供满足各类规范要求的高能效方案，包括PFC段及主功率级的器件。功率因数校正（PFC）预升压转换段方案目前世界主要国家和机构都对LED驱动器在功率因数或总谐波失真上提出了相应的规范，比如国际电工委员会提出的IEC61000-3-2、欧盟的EN61000-3-2、日本的JIC-C-61000-3-2、中国的GB17625.1等标准。美国“能源之星”对功率大于5W等级的固态照明灯具都有功率因数的要求，家用驱动器功率因数需大于0.7，商用驱动器功率因数需大于0.9,而在路灯的应用中，对功率因数的要求通常会大于0.95。为了满足大功率LED路灯电源设计在功率因数以及谐波含量限制方面的要求，安森美半导体提供三种工作模式的PFC方案选择：连续导电模式（CCM），如NCP1654；临界导电模式（CrM），如NCP1608;频率钳位临界导电模式（FCCrM），如NCP1605。图1.安森美半导体提供三种模式的功率因数校正（PFC）方案其中，NCP1654的主要特性包括：采用平均电流控制模式；快速瞬态响应；采用SO-8封装，只需极少的外部元器件；低起动电流（主功率段选型：半桥LLC提供高性价比、高能效及易处理EMI的选择主功率段电源设计往往有多种拓扑可以选择，常见的诸如反激、正激、有源箝位正激、半桥LLC（双电感和单电容）等。随着功率及功率密度的提升，半桥LLC拓扑为LED路灯主功率段驱动电源设计提供了高性价比、高能效、容易处理电磁干扰（EMI）的方案。相比于其他拓扑结构，LLC支持在相对较宽的输入电压和输出负载范围下工作；元器件数量有限：谐振储能元件能部分或全部集成在主变压器中；初级开关管在所有负载条件下零电压开关（ZVS）；次级整流器在所有负载条件下零电流开关（ZCS）；具有应用简单的同步整流功能。图2.随着功率及功率密度的提升，半桥LLC拓扑成为LED路灯驱动理想选择安森美半导体的NCP1397为采用LLC拓扑结构的主电源段提供了高性价比及可靠方案，为客户在尺寸限制、待机要求及成本等设计考量上提供了理想选择，主要特性包括：50kHz至500kHz的高频工作；600V高压浮动驱动器；可调节最小开关频率（3%精度）；100ns至2us的可调节死区时间；藉外部可调节软启动提供的启动序列；输入欠压保护结合闩锁输入；基于定时器的自动恢复及立即闩锁过流保护；可藉导通/关闭控制来关闭输入（跳周期模式）；300uA低待机电流；1A/0.5A峰值电流汲/源极驱动能力；共用集极或射极光耦合器连接。待机电路选型为有效提高电源效率，需尽量降低产品待机功耗。应用安森美半导体NCP1070高压开关稳压器，只需简单的外围降压线路就可有效降低待机能耗。该器件内置700VMOSFET，支持动态自供电（DSS），提供无损耗的启动序列，同时还具有短路保护、1ms软启动、频率抖动、Vcc引脚过压保护等功能，线路简单且有成本优势。恒压恒流控制方案精准的恒压恒流控制能够保证LED颗粒之间发光均一，从而更好地保证LED路灯寿命。安森美半导体提供的NCP4328内含两个OTA,能实现二次侧精准的恒压恒流控制。安森美半导体150W高能效、无频闪LED路灯驱动电源方案参考设计安森美半导体提供150W功率的LED路灯驱动电源方案参考设计。这参考设计采用了NCP1654（PFC）+NCP1397（LLC）+NCP4328（恒压恒流控制）+NCP1070（待机控制）的器件组合，接受90至265Vac宽电压输入，提供40V/3.45A输出，能满足功率因数大于0.95，总谐波含量小于15%的要求，满载平均效率大于90%，典型电流精度达到了1%以内。这参考设计支持快速启动，典型启动时间小于500ms，还提供低输出电流纹波，无频闪。图3:安森美半导体150W路灯参考设计的能效及稳流精度。图4.安森美半导体150W路灯参考设计的功率因数及THD符合设计目标总结LED路灯技术含量高、成分多样、外部使用环境复杂，各国政府都对驱动设计提出了严苛的要求，为LED路灯提供高可靠性高效率电源也是目前亟待解决的问题。安森美半导体提供多种电源方案和拓扑，更提供了一个高能效、高恒流精度、无频闪、完善的保护功能、高可靠性、外围电路简洁的参考设计，成为LED路灯驱动方案的极佳选择。来源：维库电子市场网

电动助力转向系统（EelectricPowerSteering简称EPS是一种直接依靠电机提供辅助扭矩的动力转向系统。它作为一种新型助力转向系统与已有几十年发展历史的传统液压转向技术相比，具有诸多优点。可以通过软件改变它的电动助力转向特性，因此提高了硬件资源的利用率；而且在低速行驶时转向轻便，在高速行驶时转向具有沉稳感；助力电机只在转向时工作，能够节省汽车能源。电动助力转向技术将最新电子技术和高性能电机控制技术应用于汽车转向系统，大大提高了汽车的经济性、动力性和机动性，适应了现代汽车发展的要求而且电动助力转向系统具有部件少、结构简单、便于安装和维护等特点；采用电动助力转向系统的汽车，在转向时由蓄电池向电机提供较大的驱动电流，而在直线行驶时蓄电池仅向电机提供很小的控制电流，并且控制系统可根据路况和车况调整控制电机的助力或阻尼，降低了对发动机的功率需求，并大大提高了驾驶转向的舒适性和行驶安全性。►场景应用图►产品实体图►展示版照片►方案方块图►核心技术优势AURIX是Infineon用于汽车上对安全要求很高的部件的微处理器品牌。它是基于新一代覆盖单核到3核的TriCoreTM技术。此外AURIXTM微处理器内部还集成有额外的Lockstep核，它为ASILD安全系统提供了故障监测和快速响应。下面是TC27x微处理器部分基本特点：200MHz三TriCoreTM核；TriCoreTMDSP的性能；带纠错编码ECC(ErrorCorrectionCode保护的最大能到2.5MB闪存；48个DMA(DirectMemoryAccess通道；功能强大的GTM模块（GenericTimerModuleSENT和PSI5传感器接口；100Mbit以太网接口；Flexrey、CAN、CANFD、LIN、SPI接口；待机控制；单电源5V或3.3V供电；除上述基本特点外，还有一些创新的功能安全方面的特点：-不同的Lockstep核-冗余多样的timer模块（GTM,CCU6,GPT12-授权许可系统-功能安全管理模块-I/O口、时钟、电压监测-遵循ISO26262标准，可以支持用户安全功能到ASILD等级-支持AUTOSARV3.2和V4.x正是有以上的特点，使得用户减少了系统功能达到ASILD的研发工作量；高集成度降低了用户系统的复杂度和成本；同时单电源供电降低了单片机对电源的消耗和电源部分成本。另外，针对三相电机控制AURIXTM系列TC26x还有以下特点：-配合多种转子位置传感器接口的专用模块和专用功能管脚（增量编码器Encoder、霍尔传感器接口）-集成了4对差分输入通道的DSADC，可用其中两对通道直接对经过简单滤波的两路差分旋转变压器输出信号同时采样，进而实现没有昂贵旋变解码芯片的软解码功能-AD转换单元提供了4个转换核，可同时对4路单端模拟信号同时采样，满足了用户对电机多个相电流同时采样的需求电源芯片：TLF35584多路输出安全电源TLF35584是Infineon新一代配微处理器的►方案规格输入电压范围8-16V输出功率最大450W转向盘最大作用力矩7.5（N.m）转向盘平均作用力矩3.8（N.m）来源于大大通。

低电流开关稳压器IC通常使用达灵顿管作为输出开关。在这种情况下，电源转换效率可以借由两个便宜的元器件得到提高。为使之成为可能，芯片上应当有一个针对驱动器晶体管Q1集电极的单独引脚（图1）。在启动时，D1针对Q1的集电极电流形成一条通路。此后，D1和C1形成一个电流累加整流器，增加Q1的集电极电压和电流，从而降低闭合开关Q2上的电压降。图1:为了实现用两个元器件提升电源转换效率，芯片上应有针对驱动器晶体管Q1集电极的单独引脚。该电路的另一优点是能在输入电压较低的情况下工作。由于驱动器集电极上的电压有所上升，电路可支持更宽的输入范围。C1的值取决于开关频率。一般情况下，数值范围为47nF~150nF。根据输入电压和Q1的参数，可能需要使用电阻器R1防止Q2发生硬饱和，或限制Q1的集电极电流。大多数情况下无需使用该电阻器（即R1=0Ω）。本设计实例的一个例证如图2所示，该例证采用了降压配置中广泛使用的MC33063/MC34063。图2:采用降压配置中广为使用的MC33063/MC34063的一个示例。当Vin=12V时，上述配置（加载了24Ω电阻）的效率为85%，最低输入电压为7.5V。在同等条件下，未配备C1和D1且引脚1和8相连的标准电路的效率为78%，最低输入电压为8.2V。该方法同样适用于反相转换器配置。

1引言随着科技发展，极限条件下的试验测量已成为进一步认识大自然的重要手段，这些试验中往往测量的都是一些非常弱的物理量，比如弱磁、弱声、弱光、弱振动等，由于这些微弱的信号一般都是通过传感器进行电量转换，使待测的弱信号转换成电信号。实际测量时，噪声和干扰无法回避，影响了测量的灵敏度和准确性。以研究测量pA级电流为目的，开发设计出准确度为0.5级的微电流测量仪，测量的最小范围为10pA。对于pA级电流测量，测量电路无法直接捕获电流信号，需要进行I/U转换。对于转换后的电压信号需进行进一步的放大，否则会被运算放大器的失调电压、偏置电流这些直流信号干扰。问题在于，在放大捕获待测信号的同时，工频干扰、噪声、电路失调等杂质信号也同时被放大，所以需要设计出相关的后续电路加以过滤、去除。对于工频干扰，通过采取屏蔽、滤波即可。而对于电路失调等这些直流杂质信号的消除，是本文所要阐述的核心所在，即通过采用调制电路、差分电路过滤掉这些杂质直流信号。2微电流测量方法概述2.1测量方法微弱信号检测就是要从信号源中过滤掉干扰信号，增强/最大限度地还原有用的待测信号，提高信噪比（SNR），有效抑制噪声是微电流测量的难点和重点。新的微电流检测方法的提出及微电流测量仪的研制是目前该领域内的一大热点。就检测方法而言，目前主要有：取样积分法、相关检测法、噪声分析法、调制解调法、小波变换法、高阻抗输入法、光电耦合法、集成运放、计算机程序控制等，但取样电阻法和运放反馈电流法是微电流测量常用的方法。噪声干扰是一种有效的压制性干扰信号，根据噪声的种类和特点，主要有2大：1）来自电子系统内部固有噪声，包括运放的偏置电流、失调电压，电子元件发热产生的热噪声，数字电路干扰产生的脉冲式噪声，开关电路产生的尖峰噪声等；2）来自电子系统外部，诸如工频干扰、射频噪声、大气噪声、机械噪声等。测量中，对噪声的处理极其重要，该文提出，微电流测量的关键在于抑制电路杂质直流信号和工频干扰。2.2微电流测量技术发展现状美国吉时利公司利用在灵敏电流测量仪器上的技术优势，已经开发出6482型双通道皮安表/电压源，测量分辨率高达1fA，6位半，测量范围2nA~20mA。3设计理论3.1微电流一电压转换原理由戴维南定理可知，任何一个两端网络都可看成一个等效电压源Us与等效电阻Rs串联，即Rs=Us/Is。运放反馈电流法测量原理如图1所示。图1运放反馈电流测量法原理图中：Rf为反馈电阻；R‘为平衡电阻；UI0为运放失调电压；Ib-、Ib+为运放偏置电流；Is为待测微电流；Uo为输出电压。理想电路输出为Uo=-IsRf。由于运放存在失调电压、偏置电流，所以，实际电路输出为：U'o=-IsRf+UI0+Ib+R'+Ib-Rf（1）电压输出误差为：△Uo=UI0+Ib+R'+Ib-Rf（2）3.2差分、调制电路原理提出运用差分、调制电路过滤掉电路中直流杂质信号的测量方法，彻底消除微电流测量过程中测量仪器本身电路产生的干扰。差分、调制是指调制开关由中央处理器控制，对微电流进行调制，通过采用调制电路、差分电路过滤掉这些杂质直流信号，得到与待测信号成比例关系的微压信号。差分、调制电路原理如图2所示。图2微弱电流差分、调制前置放大器模型当K1断开，K2闭合，即输出：U01=IsRf+UI0+Ib+R'+Ib-Rf（3）当K1闭合，K2断开，即输出：U02=UI0+Ib+R'+Ib-Rf（4）式（3）减式（4），即可消除系统误差，即：Uo=U01-U02=IsRf（5）通过式（5）得知，直流杂质信号被消除，可见，Uo与Is成正比。但Uo信号极其弱，Uo需要经过层层放大，再进行差分。设总的放大倍数为K,则输出为：Uo=KIsRf;被测微电流为：Is=Uo/（KRf）（6）测量结果送往仪器的中央处理器，最后通过显示电路显示出来。4系统设计4.1测量电路构成本测量电路由3部分组成。1）前置放大阶段，对信号进行调制放大，同时将微电流信号转化成微压信号；2）信号放大阶段，分别由低通滤波电路、调零电路、开关选择电路、状态判别电路构成；3）微电流输出，由采样保持、差分电路等构成，由调制开关对放大后的电压信号分别进行采样保持，通过差分电路去除系统误差，最后输出与被测微电流成正比的电压信号。测量电路构成如图3所示。图3测量电路系统构成4.2第1级放大电路原理放大过程分为8小级（V1~V8）完成，框图由上至下，逐渐放大如图4所示。前置放大电路输出的微压信号在第l级进行放大时，由中央处理器控制放大级数。级数的确定先由多路开关依次闭合，由状态判别电路做出判断，当输出信号首次超过运放工作的线性范围时，级数倒退1级，并送往中央处理器。为避免工频干扰信号数次被放大，每级放大电路都设置低通滤波器。调零电路设置在放大电路的末级，以避免测量电路本身失调信号被数次放大后，可能超出其工作的线性范围。图4第1级放大电路原理4.3第2级放大电路原理共分4级放大，每级放大倍数不宜过大，以不超过运放的饱和电压且输出信号最大为准，如图5所示。图5第2级放大电路原理依据调制开关的不同时态，将信号放大阶段输出的结果存储在2个寄存器中，利用差分电路，使得前置放大电路，主放大电路中伴随着的杂质直流信号得以消除。4.4状态判别电路原理采用供电电源为3V的前置放大电路，J/U转换后的信号输出给1号状态判别电路，由判别电路做出判断将结果送至中央处理器；中问主放大电路均采用电源为15V的运算放大器，电路输出给2号状态判别电路，将结果送至中央处理器如图6所示。图6状态判别电路原理5安装注意事项除电路结构设计外，在元器件选择、电路安装及工艺上也要采取一定的措施。为达到pA级微电流测量，必须注意以下几点：

此设计方案是配合TICC3200Launchpad(无线MCU)使用的电源设计。其CC3200Launch主要应用于IOT节点端，并需要额外电源供应运作(AA电池)。此设计包括一个升压电源,用于驱动在两节串联AA电池提供的电压下无法运行的仿真电路,例如传感器产品。低功耗定时器可实现较长的断电周期,并延长电池使用寿命。►产品实体图►展示版照片►方案方块图►核心技术优势①采用CC3200WIFIMCU当其主核心，可实验IOTDevice任何应用②搭配TITPL5110与TPS61029调整断电周期延长电池生命►方案规格①由两个AA电池供电②60nA待机电流③可调节的电源周期时间④电池使用寿命长，在每两个小时传送一次的情况下可长达六年来源于大大通。

目前，漏电保护器作为一种新型的低压保护电器无论在城市还是在乡村安装使用非常普遍，它工作的可靠性直接影响人身安全。在美国是政府强制规定推行的用电安全保护装置，并且每两年必须更换。我国对漏电保护器的使用虽然没有强制规定更换的年限，但从用电安全的角度考虑，定期对漏电保护器工作性能检测是必须要做的。本文介绍了漏电保护器动作特性自动测试仪，可测量和记录漏电保护器的触头分断时间、漏电动作电流和不动作电流，提供了改善漏电保护器工作性能的重要技术指标，检测自动化水平高，能检测在线与非在线运行的漏电保护器。1硬件设计方案反映漏电动作性能的主要3个参数是：额定漏电动作电流（I△n）、漏电动作时间和额定漏电不动作电流（I△n0）。I△n表征漏电动作的灵敏度，是漏电保护器的漏电动作电流值。漏电动作时间是指对漏电保护器施加漏电动作电流到切断电路为止所需的时间。I△n0是防止漏电保护器误动作，国家标准规定的不动作的漏电电流值，通常取0.5I△n。测试漏电动作电流的方法是：从小于0.2I△n开始施加测试电流，在30s内线性地增加至I△n,若漏电保护器断开瞬间的电流值为I△，当满足I△n0n0调压器的方法很难使测试漏电的电流值均匀增加，难以控制测量的随机误差。采用单片机实时控制漏电的电流值，使漏电电流均匀增长，能有效提高测量的准确度。图1所示为漏电保护器动作特性测试仪的结构框图。图1测试仪构成框图测试仪以单片机ATmega32为核心，扩展可编程的漏电电流源、漏电电流的检测电路、触头状态的监测电路、键盘和显示等外围设备。ATmega32是基于增强型AVRRISC结构的8位微控制器，指令集先进，指令执行时间采用单时钟周期，速度是普通8051单片机的8~12倍。工作频率达16MHz，片内32K字节Flash程序存储器、1个硬件16位定时器和2个8位定时器、4路PWM输出、8路A/D转换、1个全双工异步串行口、32个通用I/O口。具有低功耗、高速、超强抗干扰等优点，在同类产品中具有较高的性价比。1.1可编程漏电电流源保证测量准确性的关键是可编程漏电电流源能产生均匀变化的漏电电流，该漏电电流源由50Hz的正弦波发生器、交流量数摸转换电路构成。1.1.150Hz正弦波发生器50Hz的RC正弦波振荡电路由运算放大器组成。稳定振荡信号的幅度是采用非线性负反馈，同时，采用低温度系数的电阻与电容元件构成RC正弦波振荡电路的选频电路，保证振荡频率的稳定，为了提高带负载的能力，正弦波输出信号经过电压跟随器输出。1.1.2交流量数模转换电路图2交流量数模转换电路交流量数模转换电路是可编程漏电电流源的核心部分，正弦交流量振幅的大小是通过改变数字量来控制，具有良好的线性度。用DAC0808构成数模转换电路，该器件是二进制快速乘法式8位D/A芯片。交流量数模转换电路如图2所示。为了保证实现数字到正弦交流模拟信号的转变，图中VD是预置直流偏压，大小等于50Hz正弦波发生器输出信号漏电保护器智能化测试仪的设计的幅值。根据图示电路，可得到如下关系：从式（5）可见，当电阻R1、R4、R5、R、Rf为定值时，输出电流的大小与RL无关，仅由数字量控制。当A1、A2、…A8全为“1”时，调整电路参数，使IL=0.5A,当A1、A2…A8全为“0”时，使IL=0A.0~0.5A的电流变化范围完全满足我国目前生产的漏电保护器的测试要求。为了提高测量速度，在保证模拟漏电电流准确度的条件下，将输出电流分为50mA、100mA、200mA和500mA四档，各档的选择由ATmega32切换电阻R1的大小来实现。在不同的挡位，电流增加的数值大小是不一样的。当选50mA档位时，电流是按照0.196mA（50mA/255）递增；当选择500mA档位时，电流是按照1.96mA（500mA/255）递增，因此，可完全满足为漏电保护器提供线性增加的漏电电流的要求。1.2触头状态监测电路触头状态监测电路如图3所示。漏电保护器动、静触头闭合时，L1与L2的交流电通过整流、滤波和稳压，使光电耦合器G3导通，反相器A的2脚输出为高电位。当漏电保护器动、静触头分断时，光电耦合器G3截止，反相器A输出2脚为低电位，作为漏电检测结束的时刻。在漏电保护器动、静触头闭合时，光电耦合器G3的电流通过漏电保护器的一相动、静触头，电流大小为1~2mA，由于是直流，不会在漏电保护器中的零序电流互感器的二次侧产生感应电流，对漏电保护器的漏电动作电流没有影响。图3触头状态监测电路1.3控制电路控制电路如图4所示。漏电保护器的漏电电流产生的开始信号通过程序控制，动、静触头断开信号送入ATmega32的外部中断输入端PD2，采用中断的方式对漏电保护器动、静触头的分断时间进行检测。按键S1作为测试功能选择，用来选择测量漏电电流或漏电动作时间。按键S2用来选择模拟漏电电流50mA、100mA、200mA和500mA中的某一档。按键S3和S4是在测量漏电动作时间时，用来设定模拟漏电的电流值，S3控制模拟漏电的电流值增加，S4控制模拟漏电的电流值减少。S5是测试开始/停止控制按键。当测量漏电电流时，设定好参数按下S5，ATmega32根据S2选择的档位输出数据，使模拟漏电电流从0增加到最大值，若模拟漏电电流达到某一电流值时漏电保护器动作，则该电流值就是实际漏电动作电流值。当测试漏电动作时间时，设定好漏电电流参数后按下S5，ATmega32根据设定的电流值直接产生设定的模拟漏电电流，实现测量漏电动作时间。图4A/D转换及控制电路2软件设计方案基于嵌入式C语言设计ATmega32软件的部分，程序结构采用模块化。具体包括主程序、仪器初始化子程序、功能控制子程序、可编程漏电电流源子程序、检测漏电动作时间子程序和显示子程序等。主程序是检测漏电保护器动作特性参数的主控程序，当测试仪工作时，主程序循环运行，并根据功能要求调用相关子程序，子程序执行后返回主程序。仪器初始化子程序实现仪器的初始化，内容包括仪器参数、单片机引脚配置、定时器、模数转换、中断初始化等。控制功能子程序实现按键功能的扫描，控制仪器与人之间的交流。可编程漏电电流源子程序用来产生测试用的漏电电流，检测漏电保护器断开瞬间漏电的电流值（I△）。检测漏电动作时间子程序实现对漏电保护器漏电动作时间的检测。显示子程序实现漏电电流和漏电动作时间的显示。3结论本测试仪操作简单，解决了手动测试方法存在的测量不准确的问题，达到了自动测量的目的，可检测在线与非在线运行的漏电保护器，提高了检测漏电保护器性能的水平，为进行漏电保护器工作性能的研究、品质检验及生产调试提供了技术手段。仪器设计充分利用了ATmega32内置的各种功能，使硬件电路结构简单，有效提高了仪器的性价比，已在多家企业和科研单位使用，使用结果表明，仪器工作可靠，达到预期的技术指标。来源：维库电子市场网

带通滤波器（BPF）被广泛用于通带非常窄、通带以外任何其它频率被衰减的应用。公式（1）是带通滤波器的二阶带通传输函数：其中，K代表恒定的滤波器增益，Q代表滤波器的品质因数。在H.Martinezetal撰写的文章（参考文献[1]）中，描述了一种具有可调品质因数、在谐振频率点具有恒定传输系数且采用三个运放设计的带通滤波器。这种滤波器的传输函数符合公式（1），其中K反比于品质因数Q.这种带可调品质因数的带通滤波器（参考文献1中的图1）由一个双T单元和一个差分电路组成。本文要讨论的这种设计可以将带通滤波器方案中的差分电路剔除在外，H.Martinezetal.提供的方案属性则都有保留。图1a所示的带通滤波器框图中有一个采用IC1和IC2的电压跟随器，它可以用一个标准的双运放并将其反相输入端连接到运放输出来实现。图1:这种有源带通滤波器方案（a）可以改变品质因数，同时保持谐振频率点的增益系数不变。它基于的是没有差分放大器的双T单元（b）结构。图1所示的带通滤波器基于的是一种双T型结构（图1b）。根据（参考文献1中的公式2）设计的滤波器的增益函数公式是：其中m是提供给双T单元（图1b）且与频率无关的正反馈系数。品质因数的值取决于电位器RPOT的位置。在电位器的底部位置，光标显示滤波器的品质因数Q处于最小值，当电位器向上调整时，品质因数随之增加。正反馈系数m被定义为：有源滤波器的谐振频率为：公式2的品质因数Q为：根据H.Martinezetal.[1]，当ω=ω0时最大增益AMAX总是保持不变，并等于1（0dB），与Q无关。m=0时品质因数最小，值为1/4，对应于电位器的转子连接到输入端。最大增益理论上是无穷大，但在实际应用中品质因数很难达到50以上。在典型应用中Q的变化范围从1到10。图2显示了带通滤波器输出VBP（s）/VIN（s）在m值从0.1到0.9变化时的波特图。从图中可以看出，频率f0等于1kHz.滤波器的建模是使用“SpectrumSoft”的（ECAD）Micro-CAP9电路仿真程序实现的。图2:带通滤波器输出VOUT（t）的幅度和相位波特图。图中展示了将双T型单元的正反馈系数m从0.1变到0.9时产生的效果。我们的方案是通过移动输入电压源Vin（t）的地线、将IC1和IC2组成的陷波滤波器的原始方案进行拓扑转换[2]实现的。这样，推荐电路就将附加的差分电路IC3（图3b）排除在外，达到了与Martinezetal相似的结果（图3a）。图3:两种方案具有相同的传输函数。（a）-Martinezetal.提供的方案；（b）-我们的设计方案。参考文献1.Martínez,Herminioetal.,“BandpassfilterfeaturesadjustableQandconstantmaximumgain”,EDN,March3,2005,p.71-72.2.BelovA.V.,“Methodsfortheconversionofelectricalcircuitsonthebasicofnullors”.Journal“IzvestiyavysshihuchebnyhzavedeniyRossii.Radioelektronika”,2012,№。2,p.30-37.LETI,Saint-Petersburg.来源：维库电子市场网

ST推出了基于网站的数位电源开发生态系统，说明设计人员用STM32微控制器（MCU）开发数位电源解决方案。数位电源是能够优化能源效率并通过捕获丰富的资料来实现诊断和安全保护功能的新一类设备，设计人员可以通过数位控制提高功率密度，缩减产品尺寸，降低重量，这对于资料中心、5G基础设施、智慧照明和移动设备至关重要。STM32D-Power网站整合了开发数位电源所需的全部资源，包括STM32DiscoveryKit多合一数位电源开发套件、嵌入式软体元件、ST授权合作伙伴BirichaDigital开发的软体工具，演示各种设计和功率值的专用电源板，以及适合从初学者到专业电源设计人员的各种水准开发者的技术文档、视频教程和指南，还有Biricha举办的为期四天的开发实践研讨会，演示如何使用STM32MCU构建数位电源。该生态系统能够支援三个级别的STM32数位电源微控制器，这些MUC整合了Arm®Cortex®-M这一行业标准内核的优势与片上集成的针对数位电源应用优化的功能。STM32F334入门版、STM32G474进阶版和高性能STM32H7系列MCU均包含一个灵活的高分辨率计时器，用于生成高精度脉宽调制(PWM)信号，实现对开关电源电路的稳定控制。意法半导体微控制器产品部副总裁,微控制器事业部总经理RicardodeSaEarp表示：“我们的D-Power生态系统可说明设计人员了解数位电源，设计竞标方案，利用数位电源创建更小、更轻、更环保、更智慧的解决方案。无论是初学者还是资深设计师，都可以利用高功能集成度、高能效的STM32系列来加强专业知识，并加速数位电源应用的开发。”BirichaDigital的负责人，AliShirsavar博士补充说：“我们为支援STM32D-Power生态系统而开发的嵌入式软体和实践研讨会对于任何水准的数字电源设计人员都有很大的帮助。客户可以轻松地利用这些资源，加快他们的设计速度，提高他们的专业知识水准。”STM32D-Power网站上的大多数资料和资源是免费使用的。技术详情：意法半导体的STM32D-Power生态系统提供线上教程，其中包含基本技术资讯，说明入门级使用者了解数字电源和PFC功率因数校正设计。精选的硬体和软体产品包括基于STM32G474RET6微控制器的B-G474E-DPOW1Discoverykit套件和STM32F334探索套件(STM32F3348-DISCO)，以及相关的视频教程和应用笔记，包括LED控制和STM32HRTimer使用说明书。D-Power软体发展套件(SDK)包含由BirichaDigital开发的ST-WDS电源设计软体和ST-PLD功率因数校正设计软体的STM32开发者专用免费版。还有在B-G474E-DPOW1上运行的相容STM32Cube的降压/电流模式和降压/电压模式电源嵌入式软体示例。在不久的将来将引入其它示例和拓扑。具有功率因数校正功能的数位电源评估板有多种拓扑结构，例如，图腾柱PFC和LLC谐振全桥，最低额定功率500W，包括前端整流器和完整的AC/DCSMPS电源。Biricha研讨会是为期四天的设计实战，演示如何为DC/DC和离线应用设计稳定的电压模式和电流模式数位电源和功率因数校正级，并包括利用D-Power生态系统的硬体固件和SDK在STM32F334和STM32G474上的设计培训。转载自大大通。

许多基于微控制器的系统都有模拟和数字信号。即使看起来是完全数字的系统也不完全是数字的，因为存在振铃和串扰等模拟效应。因此，对系统中的信号通常需要同时持有模拟和数字的视角。这正是混合信号示波器（MSO）可以帮助到你的地方。混合信号示波器同时具有示波器的功能和逻辑分析仪的部分功能。最常见的混合信号示波器配置有4个模拟通道和16个数字通道，它们最适合用于嵌入式微处理器板的查错。图1所示的处理器板框图包含诸如电源、时钟、模数转换器（ADC）输入和数模转换器（DAC）输出等模拟信号，也有并行和串行的数字信号。并行数字信号包括CPU和GPIO接口的数字和地址线。以太网、SATA、PCIe、SPI、I2C和UART等接口则是高速和低速串行数据信号。混合信号示波器可以让你在模拟或数字域中同时观察这些信号。两个域中的显示都是时间上同步的，有助于发现问题。通过从模拟、数字或两者结合的触发还有助于诊断。这些采集资源还有一整套测量与分析工具进行补充。不管是哪个域中的数据，这些工具都可以处理。另外，可以方便地使用搜索功能定位串行或并行数字化数据图案。图1:包含模拟（绿色）、数字（红色）和串行数据（蓝色）信号的嵌入式微处理器板例子。混合信号示波器提供了单台仪器就能测量和查错所有这些类型信号的方案。比较模拟和数字数字示波器中的模拟波形是将采集到的信号表示为一系列采样点。这些采样点是以示波器的采样速率获取的，并用示波器中的模数转换器（ADC）位数设定的幅度分辨率进行了数字化。现代高频示波器具有8位（256个等级）到12位（4096个等级）的ADC分辨率。混合信号示波器中的数字轨迹代表一个比特，是以数字采样率采样的。幅度基本上从0到1变化，依据的是比预设的逻辑阈值（许多混合信号示波器为多种系列逻辑器件提供预设的逻辑电平）高还是低，它们代表了数字输入的状态。图2显示了模拟轨迹（底部）和数字轨迹（顶部）的比较。图2:数字轨迹（顶部）和模拟波形的比较。数字轨迹幅度用1或0表示，判断依据是数字输入端的电压是高于还是低于用户设定的逻辑阈值。模拟轨迹被分解为4096个（12位）幅度等级中的任意一个。模拟轨迹可以显示随时间发生的电压微小变化。你可以看到诸如脉冲上冲和振铃等现象。在C1描述块中可见的光标幅度读取功能可以读到低至mV的幅度。（在数字1描述块中的）数字轨迹光标读取功能则报告0和1的幅度。记住，数字轨迹只显示数字线的状态，只有0和1两个值。当显示多根数字线时，你通常可以选择用一根线单独观察、捆绑成总线观察或两种观察同时进行，如图3所示。在图3中，8根数字线（D0到D7）以总线形式被同时显示在画面上（底部轨迹），它用十六进制计数方式显示了所有数字线的总值。注意，D7是最高位（MSB），D0是最低位（LSB）。图3:以单线和总线形式显示的D0至D7多根数字线。总线形式显示了十六进制计数的所有8根线总数。D0是最低位，D7是最高位。典型的测量工具包括将数字线作为源的光标和定时参数，如图中所示。你可以将示波器的参数测量工具应用于任何一种信号类型，但对数字轨迹的测量被限制为与时间相关的测量，如周期、宽度、占空比和延时。这些参数与更为常见的模拟波形参数一样可以作为趋势（按先后顺序绘制参数值）、跟踪（绘制时间上与源轨迹同步的参数值）和直方图分析工具的依据。图3显示了基于所示数字线的8个参数（P1-P8）。数字设计的查错下面的例子展示了可以用混合信号示波器实现的一些基本诊断方法。第一个案例中研究的电路是一个简单的D触发器，以时钟上升沿触发。数字线D0连接到触发器的数据输入端（D）。D1显示的是时钟，D2显示的是Q输出。与此同时，模拟通道C1、C3和C4分别连接到相同的点。这些波形显示在图4的左侧。Q输出（D2）的周期和宽度用参数P1和P2进行测量。示波器的时基被设为采集大约5000个时钟脉冲。图4:使用D2周期的踪迹定位采集记录中的长周期。缩放最大周期可以方便地观察数字和模拟轨迹中的细节。参数统计表明，周期的平均值为208ns,最大值是416ns，这意味着输出没有保持期望的周期。踪迹F1是周期测量的轨迹，显示在数字显示器下方的左上侧栅格中。这个轨迹显示了作为与源轨迹在时间上同步的函数的D2周期。光标标识了踪迹指示、并且周期值增加的点。所有轨迹都经过缩放处于最大Q输出周期的位置，缩放后的轨迹显示在显示器的右侧。代表错误时钟触发的数据信号的长周期显示在右上栅格中的数字轨迹中。轨迹Z4中也显示了模拟轨迹C4的缩放结果。参数P3测量的是数据C1和时钟C3之间的建立时间。统计结果再次表明，最小建立时间要比标称值短20%。F2中的建立时间踪迹显示，这个缩短的建立时间是与扩展周期同步发生的。这是发现此类问题的一种方法。另外一种方法是使用被称为WaveScan的示波器内置搜索工具，如图5所示。注意，大多数混合信号示波器都具有某种形式的搜索工具。图5:使用WaveScan并通过在D2上搜索超过标称208ns的周期测量值来寻找异常点的设置。搜索工具可以在很长的记录中搜索，寻找边沿、不稳定边沿、超短帧、串行数据图案、并行（总线）数据图案或测量数据。在本例中，我们搜索在D3上测得的超过250ns的周期。当满足这种条件时，它会停止采集，显示数字源轨迹，并对源轨迹进行缩放。异常情况用红色高亮显示，测量到的异常值显示在相邻的表中。一旦发现问题，模拟轨迹将被打开，以便观察引起问题的物理层问题，就像我们以前做的那样。混合信号示波器可以让你观察多达16条数字轨迹，数量要比模拟通道多。在图6中，8条数字轨迹记录了两个级联的8位移位寄存器的工作过程，这些移位寄存器是伪随机二元序列发生器的核心电路。首先需要注意，轨迹标签是定制过的，用于反应电路中的功能。我们能够看到时钟和串行数据输入以及来自移位寄存器的A和B部分的Q6、Q7和Q8输出。我们可以看作是从左到右经过从串行输入轨迹开始的所有16级电路传播的“长-短”图案（从顶部数第二个）。参数P1使用选通延时参数测量串行输入轨迹上从触发器开始到图案末端下降沿的时间。对Q6-A轨迹上的那个边沿做类似的测量。将参数公式用于P3计算这两个边沿之间的时间差，结果是515.3μs.参数P4测量时钟周期。P5中的参数公式用于将时钟周期乘以6，以验证从串行输入到Q6-A的期望延时，如果是515.3μs就是正确的操作。输出Q7-A和Q8-A表明增加了一个时钟周期的延时。通过类似的方式还可以验证所有16级电路的正确传播延时。图6:验证一个双8位串行移位寄存器的正确传播延时。混合信号示波器的数字轨迹功能可以用来采集来自I2C、SPI和其它低频串行标准的串行数据，如图7所示。这里的D0包含SPI数据，D1是SPI时钟信号。解码器将这些波形用作源轨迹，以便解码数据内容，并用蓝色轨迹覆盖层和随附表格显示出来。解码数据可以用ASCII、二进制或16进制显示。表格也列出了相对于触发器的数据包位置，以及每个解码出的字节的比特率。图7:将数字轨迹用作SPI解码器的源。采用16进制格式的数据内容显示在蓝色覆盖层和随附表格中。总结混合信号示波器可以向用户提供比传统数字示波器更多的功能。用户可以同时观察多达16根数字信号线，并且可以与多达4个模拟波形保持同步。数字轨迹可以用光标或所选的测量参数进行测量。对数字线还可以应用分析功能和解码操作。从功能角度看，混合信号示波器中的数字状态分析功能的建立比逻辑分析仪简单，不要求额外的平台空间。在同一台仪器中的模拟通道可以在遇到问题时用于详细的物理层分析。来源：维库电子市场网

台积资本支出、研发费用及人数变化晶圆代工龙头台积电去年持续扩大研发规模，全年研发费用为29.59亿美元（约折合新台币880亿元）创下历史新高，较前一年成长约4％，约占总营收8.5％，并且是台湾科技业界年度研发支出最高纪录。台积电去年达成的主要成就：台积电晶圆出货量达1,010万片12寸约当量晶圆，16纳米及以下更先进制程的销售金额占整体晶圆销售金额的50％，高于前年的41％。台积电去年提供272种不同的制程技术，为499个客户生产10,761种不同产品。此外，台积电研发组织人数去年总计6,534人，较前一年成长约5％，此一研发投资规模不仅与世界级一流科技公司相当，甚至超越许多公司规模。台积电在最新发布的2019年度企业社会责任报告书中指出，为延续摩尔定律，协助客户成功且快速地推出产品，台积电不断投入研发资源，持续提供领先的制程技术及设计解决方案。台积电去年7纳米强效版技术量产及5纳米技术成功试产，台积电研发组织以不断的技术创新维持业界领导地位，在开发3纳米第六代三维电晶体技术平台的同时，亦开始进行领先半导体业界的2纳米技术，并针对2纳米以下的技术同步进行探索性研究。除了发展CMOS半导体逻辑技术，台积电亦广泛研发其他半导体技术，提供客户行动系统单晶片（SoC）产品及其他应用所需的晶片功能，例如智慧型手机、高效能运算（HPC）、物联网（IoT）、车用电子等应用。台积电去年亦与全球顶尖的研究机构如美国半导体技术研发中心SRC、比利时IMEC等持续保持强而有力的合作关係，藉由扩大赞助纳米技术研究，厚积创新动能，实现半导体技术演进与未来人才培育的二大目标。台积电先进封装的布局同样有所突破，包括开发创新的晶圆级封装技术，完成系统整合晶片（TSMC-SoIC）制程认证，大量生产第四代整合型扇出层叠封装技术（InFO-PoP）以支援行动应用处理器封装，并成功验证第五代InFO-PoP先进封装技术以支援行动应用，及第二代整合型扇出暨基板封装（InFO_oS）以支援HPC应用。此外，台积电的CMOS影像感测器技术，已开发出最新一代次微米像素感测器以支援行动应用，内嵌式三维的金属／介电质／金属（MiM）高密度电容，支援全域快门与高动态范围感测器应用。转载自半导体行业联盟。

我们介绍过的Buck电流检测方法包括电阻检测法、RDS(ON)检测法和DCR检测法，这些方法都是在开关管外挂的情况下实施的。因为开关管外挂，这样的Buck器件被称为Buck控制器，而那些把开关管也集成了的Buck器件被称作Buck转换器。RT8129C的应用电路中，开关管Q1、Q2是外挂的，RT8129C就被称为Buck控制器。上图是可以在4.5V~23V输入电压范围内工作、具有8A负载能力的Buck转换器RT6278A/B的应用电路图，它的开关管是内置的，我们只能从其内部电路框图里看到它们的存在，如下图所示：在此图中，开关管位于引脚VIN和LX之间及LX和PGND之间，前者为上桥，后者为下桥。图中的下桥开关中串接了一只电阻，连接电阻的运算放大器下面写着CurrentSense，意思是在这里做了电流检测。要在IC内部放置电阻做电流检测，这多半不是一件真实的事情，这样画可能仅仅是在表达电流检测是在这里做的，实际的实现可能是在构成下桥开关的许许多多很小的MOSFET中取出一只来作为信号的来源，然后利用电流镜的方法将实际的电流信息取样以后供其他控制电路使用。RTQ6365是一款最高输入电压可以高达60V、负载能力可达5A的工业级非同步Buck转换器，下图是把它采用PSOP-8封装的型号应用于4.5V~60V输入范围内生成3.3V/5A输出的电路图：由于RTQ6365是非同步的，它的内部便没有集成下桥开关，使用时必须外接一只肖特基二极管完成续流任务。从RTQ6365框图看，它的电流检测位置位于上桥开关上，与前面提及的RT6278A/B有明显的不同。根据Buck架构降压电路的基本原理，它的上桥开关在导通期间流过的电流是从一个起点开始逐渐增加的，其终点是自行可控的，而其起点却不受自己的控制；下桥开关在导通期间的电流是从一个起点开始逐渐下降的，其终点也是自行可控的，但其起点却不受自己的控制。实际上，无论是上桥还是下桥，它们在导通开始时流过的电流都来自于整个电路此前运行的结果，都是继承而来的。由于我们可对上、下桥的导通时长进行控制，所以其电流终点也都是可控的，具体要不要去控制则取决于实际的设计选择。由于上桥导通时段的终点对应着电流的最高峰，所以产品规格书中通常都将通过上桥实现的电流限制称为峰值电流限制。由于下桥导通时段的终点对应着电流的最低值，这个地方就像山谷的谷底一样，所以将通过下桥实现的电流限制称为谷值电流限制。在我这里的描述中，上桥电流和下桥电流其实都是电感电流，只是我们的观察点在开关上，所以就那么说了，但是看电流的上升和下降时从电感上去看可能会更好，所以下面就做一点转变，以便可以适应非同步电路的状况。执行峰值电流限制时，一旦发现电感电流达到了峰值电流限制阈值，控制电路就将上桥彻底关断，从而实现了过流保护。执行谷值电流限制时，只要发现电感电流还高于谷值电流限制阈值，上桥开关就不会被容许进入导通状态，直至电流下降到低于该阈值以后才会容许上桥开关再次导通。这其中的关键就是不给上桥导通的机会以避免电感电流上升，而下桥是什么实现方式以及它会如何动作则是不重要的。在一款产品中同时使用峰值电流限制和谷值电流限制会使得其过流保护特性更强大，所以立锜在一些产品中采用了这一方法，这些产品都在其英文名称中使用了’withBothFETsOCProtection’的限定词。本文源自RichtekTechnology，作者郑刚

描述基于Teensy3.5（KinetisMK64FXMCU）和经典NCR5380SCSIPHY的SCSI目标仿真器。支持多个目标（设备ID），LUN和设备类型。3.2“x1.6”占位面积，可以选择使用或提供总线终端电源。64x48像素OLED状态显示。TSE80UI测试由于我有一些时间继续进行该项目，因此我对板子进行了重新设计（请参见左侧的图片部分），为两个Teensy微控制器腾出了空间，并为PimoroniPirateAudio（或与其他RaspberryPi兼容）提供了一个接头带有可选屏幕的I2S音频帽子）或RaspberryPi，以及您要使用的任何帽子（无需第二个Teensy）。此外，还有一个20x30的原型区域，并且安装孔与3.5英寸底部螺钉位置相匹配以进行安装（或者您可以使用直角硬件。）先前的OLED菜单系统正被带到单独的微控制器中，以实现一些更高级的功能。设计通过验证后，我将把新设计上传到项目文件中。对于50美元，您应该能够仅使用NCR5380，后端Teensy3.5和最少的无源/连接器来构建自己的基本板。只需花费约100美元，您就可以在板上完全装上两个Teensy微控制器和一个前面板LCD/音频模块。硬盘声音模拟器：前端Teensy可以为那些错过此类事情的人实时生成模拟的硬盘驱动器声音（以及最终的CD和磁带机械声音！）。在“文件”部分中有一个示例记录。CDDA仿真：您可以让前端Teensy从其自己的SD卡中播放wav文件，尽管我可以为后端实现直通功能，以发送嵌入在bin/cue图像中的音频。对于Teensy3.5，这将占用前端控制器上16％的CPU时间。前端Teensy可以是3.5、3.6或4.1。4.1应该足够强大，可以实时解码MP3文件，并且可以进行S/PDIF音频（直通您的声卡！），但是后端仍必须是Teensy3.5，才能安全地与NCR5380配合使用。240x240用户界面：使用PirateAudio帽子，屏幕可以比以前的64x32或128x32OLED显示屏大得多，并且屏幕色彩也可以达到16位。PirateAudio帽子有多种版本，一种带有输出，另一种带有小型扬声器。前面的UI允许您安装/卸载图像，更改ID和模式，控制CDDA回放等。已经实现了一些基本的UI元素，以允许更改CDDA和HDD声音模拟的音量。我将很快上传更新后的用户界面的视频。因此，我花了一些时间来处理自己组装的TSE板之一，并在上周与HP712/100PA-RISC系统一起使用。这样做时，我发现了几个错误，并相应地对该项目进行了一些更改。已要求进行的某些更改与最近版本的teensyduinoSDK中缺少的flexbus定义有关。现在，固件回购已上传了flexbus.h，其中包含缺少的定义。当我有机会合并本地不同树之间的某些更改时，我将使用上周修复的错误更新存储库。在处理SCSI消息时，未正确处理ABORT（6）。显然，正确的响应是丢弃所有内容并释放没有消息的总线回发给启动器。然后，在读写操作以及不同扇区大小之间的转换方面存在错误。在经典Mac上，这些不那么容易看到，但是在PA-RISC上，很明显，已为读取请求传输了太多数据。就多目标支持而言，对我来说更加明显的是，当TSE处理两个目标时，立即取消选择另一个目标后立即选择一个目标是有问题的。当主机在引导时扫描驱动器并且仅找到第一个驱动器时，这一点最为明显。我尚不确定该怎么做，但是如果您遇到这种情况，请尝试在TSE处理的目标之间留出1或2个ID的间隔。我曾计划使用53c94端口，但正如我之前发现的那样，每个芯片仅支持一个目标ID，因此很难找到53c94的目标固件示例。我确实有一块板，该板使用Z80cpu作为目标角色使用53c94，我可以在电路或逻辑探针中运行仿真器并转储针对53c94的所有I/O。因此，即使这个项目在过去的几年中已经非常失败，但我还没有放弃。53c94芯片和电路板已经安装！新的电路板和芯片已经到货，后来有200多个焊点，Teensy和53c94在通话，菜单按钮在工作。现在，完成剩下的5380代码与目标服务代码的分离，并编写53c94驱动程序。我以前没有注意到53c94的一个缺点，它一次只能监听一个设备ID。它仍然可以为每个设备执行多个LUN，但这意味着大多数模式对于不支持LUN的较旧软件是互斥的。因此，您可以在m68kmac上模拟硬盘，cdrom，以太网或图形适配器，但不能同时模拟其中的任何一个。5380较慢，但在这一点上用途更多。另外，SuperMacSuperView到货了，我可以将其与我的收藏夹中的Quadra630配合使用（尽管效果很差，因为它会导致本机图形出现问题）。我希望尽快对该协议进行反向工程，并开始在piZero软件上工作。OLED菜单OLED菜单系统的启动正在进行中，您将能够启用/禁用单个设备，更改设备类型（磁盘，cdrom，磁带，以太网，图形），启动/停止目标模式，最终执行启动程序模式任务（保存/从真实驱动器中还原磁盘映像），并且无需连接计算机即可对设备配置进行其他各种更改。我已经将前一个状态屏幕的布局调整为仅占据前8个像素，并希望能更清楚地表示正在发生的事情。在这里您可以看到ID3、4、5已启用，而我刚刚从菜单系统中禁用了ID2。如上面第一行的点所示，任何设备上都没有活动。SD卡大小和分区等详细状态将通过菜单提供。53C94电路板布局完成我花了一天的时间为基于53C94的迭代绘制原理图和电路板布局。现在可以在左侧的硬件仓库中找到TSE94Desktop.sch和TSE94Desktop.brd。电路板和零件现已订购，应在1月中旬。在此之前，将继续基于5380的模型进行工作。光盘驱动器仿真并没有花很长时间。非常感谢MAMEDev，SCSI2SD和SCSICD文档，光盘驱动器仿真工作得很好，足以在我的linux测试平台上安装和验证Debian安装光盘。这意味着现在还支持扇区大小不是512字节的虚拟磁盘/光盘。我还订购了一张SuperMacSuperViewSCSI图形卡，希望在事情再次变得疯狂之前可以使用它。我组装了首批电路板之一，即使我的焊接工作很糟糕，它的效果也很好。我发现了一个错误，因为uSD插槽与引脚重叠，导致OLED显示器无法安装在主板的Teensy侧。我怀疑任何将使用OLED显示器的人都可以将其连接在电缆上，或者可以将其安装在NCR5380上很好，所以这还不是什么大问题。非常感谢Hackaday的撰写：http://hackaday.com/2016/12/25/the-tiny-scsi-emulator/！圣诞快乐，节日，圣诞节，光明节，假期和新年！电路板已插入，SCSI/Link仿真已开始Rev0开发板来自OSHPark，现在我必须从我的收藏中挖出一些48针插座以适合Teensy3.5刚刚将主要更改集推送到了bitbucket，通过config.h添加了初始SCSI/Link仿真和集中配置更多计划，更多模拟我花了一整天的时间重新思考TSE的体系结构，并规划最终的支持其他控制器和设备仿真的举措。Cabletron仿真仍然存在问题，但DaynaPortSCSI/Link已加入该软件，希望可以对其进行更好地记录。我已经从以太网仿真中分离出了以太网控制器驱动程序，因此在不久的将来有可能进行混合和匹配。作为WiFi桥接器，ParticlePhoton/SparkCore具有潜力，可以处理所有网络任务并将SCSI留给Teensy。通过USB的RNDIS是另一个可以探索的选择。万一我最终实现了RFC2143，启动器的实现也被推高了一点，这需要同时成为目标和启动器，并支持完整的总线仲裁，并朝着这个方向发展。在具有特定芯片组和驱动程序的Linux主机之外，我不知道该标准的任何其他实现。我仍然计划将TSE用作独立的SCSI克隆盒。如果我可以获取任何类型的文档或可以对一个文档进行反向工程（捐助方），ScuzzyGraph和PowerView都将备受关注，以备将来实施。运输机制是另一种探索途径。是否有记录良好的磁带/CD保管库？有一个完整的ISO映像目录可供选择，然后从本机应用程序中挂载它们将很有趣。如果我不必写前端，那就更好了。我仍在等待OSHPark的第一批开发板，因此目前所有测试仍在试验板上进行。我已经挖出一个牺牲性的VaxStation主板（由于盖子泄漏，啮齿动物污染而损坏），以窃取一对5380芯片，并在需要时使用一个SCSI软盘控制器来窃取另一个。向前走几步，向后退几步附带我的Quadra630（需要运行NetBSD），我对以太网的支持已经走得更远。现在，Cabletron诊断程序可以识别该设备。可能由于模式感知实现不完整，NetBSD及其相关工具不喜欢我的磁盘仿真。对于不可预见的复杂性，我现在必须在以太网和oled驱动程序上放置某种形式的互斥锁/锁定，这使我更接近切换到RTOS并更改我处理SCSIPHY的方式。更新：我只是在安装硬壳驱动程序。CabletronMacOS驱动程序不是您所期望的扩展，而是使用实际的驱动程序修补了System文件，并具有某种修补的Ethertalk扩展。我比以前走得更远，但是没有原始硬件可以与之相比，我只是通过阅读NetBSD驱动程序源代码来盲目实现它们的协议。驱动程序经历了向帧过滤器添加协议和多播地址，并询问是否有可用帧的过程。如果安装了统计数据DA，它也会尝试轮询。我怀疑当没有要检索的帧但在NetBSD驱动程序中找不到任何引用时，卡将返回某种“无数据，请稍后再询问”的响应。声明：本文系电路城独家所有，转载请注明出处

电子驻车制动系统（EPB）指将行车过程中的临时性制动和停车后的长时性制动功能整合在一起，并且由电子控制方式实现停车制动的技术。为了能够获取各车辆已施加的理论驻车压力，并监控各车辆一体化执行机构的工作状态，防止驻车电机长时间工作在大电流状态，防止驻车电机过热烧毁，EPB一般配有驻车车电流采集节点，并通过CAN总线将驻车电流发送给中央控制节点（ECU）。文中主要介绍了基于AD574A的驻车电流采集节点的接口设置、采集方法及软件设计。1系统硬件设计驻车电流采集节点的硬件电路设计包括CAN总线通讯电路设计与车速采集电路设计两部分，如图1所示。图1系统硬件接口原理图1）CAN总线通讯电路设计CAN总线通讯电路设计时，CAN控制器使用由广州致远电子有限公司出品的CTM1050T,微控制器使用AT89S52。2）电流采集硬件设计电流采样通过AD574A进行，该芯片是美国AD公司生产的12位高速逐次逼近型模/数变换器，非常适合高精度快速采样系统的使用。对于驻车电流的采集，考虑到为了控制电机转动方向，驻车电流的方向可变，故利用AD574A双极性输入，分为8位和4位两次输出。AD574A的信号组合功能如表1所示。表1AD574A的信号组合功能根据AD574A的信号组合功能表，AD574A有两个选口地址，由A0区分。如图1所示，对外部地址0x8fff写操作可启动12位A/D转换，而读0x9fff地址可读得高8位数字量输出，读地址0xdfff则可读取低4位的数字量输出。被测信号则由13及9脚引入。在电路的连接过程中，模拟地与数字地即9及15脚必须共地，否则不能完成转换。与AD574A的第12脚和10脚连接的两个100欧的电位计分别用于调整芯片的零点和满量程，首先令输入电压也应为-5V,此时调节芯片12脚所接电位计R2,使转换后输出数字量在0000H~0001H间跳动；然后令输入电压为+5V,此时调节芯片10脚所接电位计R1并测量分压电阻两端的电压，使转换后输出的数字量在0FFEH~0PPFH之间跳动。在设计硬件电路时要十分注意的一点就是AD574A的数据输出线与单片机数据总线的连接方式应将高8位DB4到B11接到数据总线的D0到D7,而低4位DB0到DB3接到数据总线的高4位D4到D7。如果接错的话就不能读取正确的转换结果，而且还很容易烧坏芯片。硬件系统是通过在电路中串入分压电阻，然后测量端电压转换成数字信号后，由单片机运算得到实时的电流值的。但由于驻车制动的最大工作电流25A,因此分压电阻的阻值必须很小才能保证不被烧毁，因此系统采用0.0075Ω的电阻。2系统软件设计1）驻车电流采集软件设计鉴于前述的驻车电流的采集方法，根据接口设计及时序要求，系统设计了基于该方法的驻车电流采集节点，驻车电流采集的主程序流程图如图2所示。图2电流测试软件流程框图2）CAN总线ECU数据接收设计中央控制节点按照已定义的通讯机制，利用定时器0中断，定时读取向CAN总线发送的采集驻车电流数据帧。各参数采集节点同时接收到该帧后，将本节点缓冲区内的采集信息，按定义好的优先级依次返回给中央控制节点。中央控制节点接收到参数采集节点的返回信息后，更新缓冲区内的数据。图3是驻车电流采集节点的中断程序流程图。图3驻车电流采集节点的中断程序流程图3系统仿真实验由于实验条件的约束，在无法以真车实验的形式获得车速传感器的脉冲值之前，进行了系统仿真实验（汽车台架实验）。测试过程中，利用电机带动负载，模拟变化的驻车制动电流，通过返回数据验证电流的采集的正确性。利用PC上位机通过CAN232B智能PC-CAN总线接口卡进行CAN总线调试。GY8501CAN232B智能PC-CAN总线接口卡是带有1路CAN接口和一路RS232接口的智能型CAN总线接口卡，可进行双向传送。接口卡可以被作为一个标准的CAN节点，是CAN总线产品开发、CAN总线设备测试、数据分析的强大工具。CAN232B设备中，CAN总线电路采用独立的DCDC电源模块，进行光电隔器具有很强的抗干扰能力，保证了测试的可靠性和抗干扰性。CAN232B产品可以利用厂家提供的CANTools工具软件，直接进行CAN总线的配置，发送和接收。通过对所设计的基于CAN总线的电子驻车电流采集节点进行调试，该节点均能正常工作，参数采集准确，CAN总线发送与接收报文正确，并实现了预期的设计功能。4结束语测试结果表明，该系统能实时采集驻车电流，控制相关驻车系统。该系统的应用延长了电子驻车制动系统的使用寿命，使电子驻车系统更加节能、经济。来源：维库电子市场网

随着智能手机的兴起与普及，人们对于手机的依赖程度越来越强。然而，受限于电池技术的制约，手机的充电频率随着功能的拓展也急剧减少，由原来的两三天一充下降到现在的一天一充甚至更少。无线充电技术的出现使得充电的过程更加方便，同时也解决了不同手机之间的兼容性问题。目前，主流的无线充电技术主要包括以下3类：1）电磁感应：在两个设备中分别使用一只具有振荡电路特性的线圈组成一组收发线圈，在发送设备的线圈加上几兆赫兹的交变电流，那么接收设备的线圈上就会产生感应电动势，从而实现了电能的无线传输。目前，基于电磁感应的无线充电技术的传输功率为几瓦到几百瓦，传输距离小于1cm。2）无线电波：根据电磁学原理可知，竖直导体棒内通过超高频的交流电，其周围就会形成电磁波，在特定的频率内，我们叫这本导体棒发射出了无线电波。如果把一个圆环形的线圈作为天线，放在无线电波的周期变化的磁场里，那么线圈里就会感应出相应的电流。基于无线电波的无线充电技术利用了电波能量可以通过天线发送和接收的原理，直接在整流电路中将电波的交流波形变换成直流后加以利用。基于无线电波的无线充电技术的传输功率小于100毫瓦，传输距离最高可以达到10米。3）电磁共振方式：在两个共振频率相同的物体之间能有效的传输能量，而不同频率物体之间的相互作用较弱。根据这个原理，麻省理工学院的研究小组在灯泡试验中，用两个铜线圈作为电磁共振器。其中一个线圈连接在电源上作为发射器，另一个线圈连在灯泡上作为接收器。通电后，发射器能够以10MHz的频率振动，但它并不向外发射电磁波，而是在它的周围形成一个强大的非辐射磁场。这个非辐射磁场可以协调的与接收线圈进行能量传输。基于电磁共振的无线充电技术的传输功率能够达到几千瓦，传输距离可达数米。本文采用TI的BQ500410A芯片来构成无线充电系统的TX端，RX端采用TI的BQ51013B.该方案使用3个发射线圈阵列来扩展位置自由，同时具有寄生金属检测（PMOD）和外来物体检测（FOD）的功能，确保了充电过程的安全性。1原理介绍1.1传输原理基于电磁感应的无线充电技术与变压器相似，都是基于电磁感应原理实现的。经典的电磁学可以总结为一组着名的麦克斯韦方程组，即：由上述麦克斯韦方程组可以看出，变化的电场会产生变化的磁场，变化的磁场也会产生变化的电场。如此反复，就形成了电磁场。以一个波长为界，在场源为中心的一个波长范围内，成为近场区，又称感应场；超出一个波长的范围成为远场区，又称辐射场。感应场内电磁场强度大，但是衰减快；相反，辐射场内电磁场强度小，但是衰减缓慢。基于电磁感应的无线充电技术就是应用了这一原理。发射端利用逆变技术将电网整流过的直流电逆变成高频的交流电，因此发射线圈的周围就会产生交变的磁场。位于感应场的接收线圈由于电磁感应的作用产生感应电动势，再经过整流、整形后供负载使用。1.2系统结构一套完整的无线充电系统包括TX端和RX端两部分，其结构框图如图1所示。无线充电的结构类似于一个空心变压器，能量传输通过线圈耦合的方式来实现。通常发射线圈及其驱动电路被安装在一个充电板内，接收线圈及其驱动电路则被嵌入到需充电的设备中，如智能手机等。能量传输的效率与线圈之间的距离、线圈对齐的程度、线圈方向、线圈材质、磁场屏蔽、阻抗匹配、发射频率及占空比等因素有关。其中，线圈之间的距离及对齐程度对传输效率有极大的影响。图1无线充电系统框图本文采用3个发射线圈阵列来扩展充电区域，以便获得更好的充电效率及体验。BQ500410A以400ms的时间间隔依次使能3个发射线圈，同时使能相应的COMM反馈信号通路的模拟开关。BQ500410A会寻找最强的COMM反馈信号，然后驱动相应的发射线圈工作，以获得最好的线圈匹配。因此，在同一时刻只有一个发射线圈是工作的，其他两个发射线圈则处于待机状态。为了减少电磁辐射，该无线充电系统还在收发两端线圈的背部各增加了一块铁氧体隔磁片，使得能量传输的区域被限制在了两块隔磁片之间，避免了无线充电系统工作时产生的辐射对智能手机或其它设备带来干扰。1.3FOD和PMOD外部物体检测（FOD）和寄生金属检测（PMOD）是本文设计方案的另一大特点。金属物体处在交流磁场中会产生涡流，因此处于安全考虑，需实时检测TX端和RX端之间是否存在外部物体及寄生金属。系统工作时，BQ500410A实时监测输入电压及输入电流并计算输入功率。同时，BQ51013B也会实时监测充电电压及充电电流，并将输出功率通过通信协议反馈给BQ50041A。BQ50041A可以通过电阻配置损耗阈值，如果输入功率与输出功率之间的差值大于此损耗阈值，则BQ50041A会报警并中止能量传输。1.4低功耗本文通过增加TI的MSP430低功耗MCU配合BQ500410A来实现系统的低功耗。为了实现低功耗，一种最直接的方法是无负载时直接关断电源使BQ50041A完全关机。但是这样做的话，包括充电状态、错误状态、操作模式及驱动引脚状态信息等将会完全丢失。增加MSP430后，BQ500410A可以周期性的关机来节节省功耗，其唤醒信号由MSP430来提供。同时，各种状态信息也由MSP430来保存，LED状态指示灯也由原先的BQ500410A驱动变为由MSP430来驱动。如此一来，虽然系统的复杂度及成本提高了，但是待机功耗由原先的300mW降低到90mW左右。图2低功耗电路2结束语本文提出的无线充电系统解决了传统的单线圈方案充电区域小的问题，极大的提升了用户体验。因此，本文的方案具有更高的市场价值。此外，本文增加的低功耗电路能够将待机功耗从300mW降到90mW,能够更好的满足一些低功耗设备的需求。‘来源：维库电子市场网

双控开关电路图说明：对开关k1来说，后面总有一条线是通的，所以k1可以控制电灯。对开关k2来说，前面总有一条线是通的，所以k2可以控制电灯。2、应用场景：也许你家里是三室一厅的方子，客厅要装一盏灯照明，并且，在三个房间都要，控制这盏灯。那个你就需要三控开关电路实现。在一灯双控的基础上拓展下思维，来个一灯三控，三控开关电路图如下：三控开关电路图说明：对开关k3来说，前面总有一条线是通的，后面总有一条线是通的，所以k3可以控制电灯。其他三控开关电路图说明：其他三控开关电路图13、三控开关电路3以下两幅图是对上面这幅图的解释说明3、应用场景：也许你家里搬到了白宫，（房子可就多了）客厅要装一盏灯照明，并且，在每个个房间都要，控制这盏灯。那个你就需要多控开关电路实现。再在一灯三控的基础上拓展下思维，一灯多控，多控开关电路图如下：多控开关电路图说明：对开关k4来说，前面总有一条线是通的，后面总有一条线是通的，所以k4可以控制电灯。4、在双控、三控和多控电路中，使用到了一刀双掷和双刀双掷开关，大致模型如下：转载自电子技术应用。

通过小时和分钟的“加”“、减”按键对需要的定时时间进行预设，确定无误后，按下启动按键，定时开始，这时，数码管便会从预设时间开始倒计时，同时充电发光二极管每秒闪烁一次，当计时到零后，充电发光二极管由闪烁状态变成常亮，继电器动作，切断充电电源。假如电路在运行时出现故障或者运行错误，需要按单片机的复位键，然后对定时时间重新调整后，按启动按键，重新开始定时。转载自电子技术应用。

简介拥挤的应用板上很难再集成高性能DC-DCPOL转换器。此外，电磁干扰(EMI)也是元件密度较高时不能忽视的问题，因此可选择的电源解决方案十分有限。LTM8074µModule®稳压器能够轻松克服这些限制因素。它设计紧凑，体积小巧，能够轻松装入PCB正面或背面的有限空间。LTM8074采用SilentSwitcher®架构，无需安装额外的滤波或屏蔽元件，即可通过严格的EMI测试，有助于简化设计和生产。1.2ASilentSwitcherµModule稳压器LTM8074是一款完整的超低EMI、高压输入和输出、DC-DC降压开关电源。它采用符合RoHS标准的4mm×4mm×1.92mmBGA表贴封装（图1），其中包含控制器、电源开关、电感和所有支持元件，可利用PC板底部的未用空间，实现高功率密度负载点调整。LTM8074的工作输入电压范围是3.4V至40V，输出电压是0.78V至15V。输出电压可以实现精密调节，输出电流为1.2A。这款高效率器件采用散热增强型封装，提供出色的散热性能和高功率密度。图2所示为LTM8074在负载条件下，壳温小幅上升，且热阻较低。图1.LTM8074使用SilentSwitcher架构，实现完整的小型封装低噪声解决方案。内部控制器的峰值电流模式控制架构能实现快速瞬态响应和良好的环路稳定性。输出电压的快速瞬态响应和低峰峰值电压偏差情况如图3所示。通过内部反馈环路补偿，可在多种工作条件下提供足够的稳定性裕量，支持各种输出电容，从而简化了整体设计。LTM8074采用SilentSwitcher架构，将辐射发射降至最低，轻松满足严格的电磁兼容性标准要求。图2.室温条件(23°C)下，LTM8074在满载（1A电流，12V输入，5V输出）情况下温度小幅上升。图3.使用最小输出电容（2µF×4.7µF陶瓷电容）时，LTM8074提供快速瞬态响应（12VIN，3.3VOUT）。适合狭小紧凑的空间LTM8074以紧凑的外形集成了所有支持元件，简化了布局设计并缩小了解决方案尺寸。只需输入和输出电容、频率和电压设置电阻即可形成完整设计。图4和图5分别显示了典型应用电路及其效率。虽然LTM8074的µModule设计几乎是可直接使用的独立自足型稳压器，但也可以轻松调整一些设计参数来满足具体应用需要。输出电压和工作频率具有电阻可编程特性，工作频率可以设置为与外部时钟同步。LTM8074还提供可编程软启动、输出电压跟踪、电源良好指示和使能控制以及多种导通模式选项，包括跳脉冲模式、突发模式®工作和扩频调制，进一步优化了EMI性能和轻载效率。图4.实现7V至40V输入、5VOUT1.2A设计只需极少的元件。超低噪声：CISPR22B类开关稳压器本身会产生辐射EMI，在相对较高的频率工作时需要高dI/dt事件。LTM8074内置专有SilentSwitcher架构，可实现低EMI性能，不必采用复杂的EMI抑制技术，如降低开关频率、增加滤波电路或安装屏蔽部件等。无需外部电路或特殊布局方法即可满足CISPR22B类等辐射EMI标准，具体请参见图6和图7。图5.LTM8074典型效率。图6.1.2A、12VIN、3.3VOUT条件下，EMI性能与CISPR22B类要求对比（3个计量值，峰值，垂直天线，无EMI滤波器）。图7.1.2A、24VIN、3.3VOUT条件下，EMI性能与CISPR22B类要求对比（3个计量值，峰值，垂直天线，无EMI滤波器）。结论LTM8074是一款紧凑型1.2A负载点µModule稳压器，适用广泛的输入和输出电压。它内置SilentSwitcher架构，提供低EMI性能，方便设计调整，可满足从便携式设备到密集型工业电路板等各种应用的需要。

简介在当今的许多细分市场，交织型模数转换器(ADC)在许多应用中都具有多项优势。在通信基础设施中，存在着一种推动因素，使ADC的采样速率不断提高，以便支持多频段、多载波无线电，除此之外满足DPD（数字预失真）等线性化技术中更宽的带宽要求。在军事和航空航天领域，采样速率更高的ADC可让多功能系统用于通信、电子监控和雷达等多种应用中——此处仅举数例。工业仪器仪表应用中始终需要采样速率更高的ADC，以便充分精确地测量速度更高的信号。首先，一定要准确地了解交织型ADC是什么。要了解交织，最好了解一下实际发生的情况以及它是如何实现的。有了基本的了解后，再讨论交织的好处。当然，我们都知道，天下没有免费的午餐，因此需要充分评估和验证交织型采样相关的技术难点。关于交织若ADC为交织型，则两个或两个以上具有固定时钟相位差关系的ADC用来同步采样输入信号，并产生组合输出信号，使得采样带宽为单个ADC带宽的数倍。利用m个ADC可让有效采样速率增加m倍。为简便起见并易于理解，我们重点考察两个ADC的情况。这种情况下，如果两个ADC的每一个采样速率均为fS且呈交织型，则最终采样速率为2×fS。这两个ADC必须具有确定的时钟相位差关系，才能正确交织。时钟相位关系由等式1给出，其中：n是某个特定的ADC，m是ADC总数。举例而言，两个ADC采样速率均为100MSPS且呈交织型，因此采样速率为200MSPS。此时，等式1可用来推导出两个ADC的时钟相位关系，如等式2和等式3。注意，如果已知时钟相位关系，便可确定不同量化值的组合输出。图1以图形说明时钟相位关系，以及两个100MSPS交织型ADC的样本结构。注意180°时钟相位关系，以及样本是如何交织的。输入波形也可由两个ADC进行采样。在这种情况下，采用经过2分频的200MHz时钟输入，并所需的时钟相位发送至每个ADC，便可实现交织。图1.两个交织型100MSPSADC—基本原理图。此概念还可以另一种方式表达，如图2所示。通过将这两个100MSPSADC以交织方式组合，采样速率便能增加至200MSPS。这样每个奈奎斯特区可以从50MHz扩展到100MHz，使工作时的可用带宽翻倍。增加的工作带宽可为多个市场领域的应用带来诸多优势。无线电系统可以增加其支持的频段数；雷达系统可以增加空间分辨率；而测量设备可以实现更高的模拟输入带宽。图2.两个交织型100MSPSADC—时钟和样本。交织的优势交织结构的优势可惠及多个细分市场。交织型ADC最大好处是增加了带宽，因为ADC的奈奎斯特带宽更宽了。同样，我们举两个100MSPSADC交织以实现200MSPS采样速率的例子。图3显示通过交织两个ADC，可以大幅增加带宽。这为多种应用场景产生了诸多收益。就像蜂窝标准增加了通道带宽和工作频段数一样，对ADC可用带宽的要求也越来越高。此外，在军事应用中，需要更好的空间识别能力以及增加后端通信的通道带宽，这些都要求ADC提供更高的带宽。由于这些领域对带宽的要求越来越高，因此需要准确地测量这些信号。因此，为了正确地获取和测量这些高带宽信号，测量设备也需要更高的带宽。很多设计中的系统要求其实领先于商用ADC技术。交织型结构可以弥补这一技术差距。图3.两个交织型ADC——奈奎斯特区增加采样速率能够为这些应用提供更多的带宽，而且频率规划更轻松，还能降低通常在ADC输入端使用抗混叠滤波器时带来的复杂性和成本。面对这些优势，大家一定想知道需要为此付出什么代价。就像大多数事情一样，天下没有免费的午餐。交织型ADC具有更高的带宽和其他有用的优势，但在处理交织型ADC时也会带来一些挑战。交织型ADC的挑战在交织组合ADC时存在一些挑战，还有一些注意事项。由于与交织型ADC相关的缺陷，输出频谱中会出现杂散。这些缺陷基本上是两个正在交织的ADC之间不匹配。输出频谱中的杂散导致的基本不匹配有四种。包括失调不匹配、增益不匹配、时序不匹配和带宽不匹配。其中最容易理解的可能是两个ADC之间的失调不匹配。每个ADC都会有一个相关的直流失调值。当两个ADC交织并在两个ADC之间来回交替采样时，每个连续采样的直流失调会发生变化。图4举例说明了每个ADC如何具有自己的直流失调，以及交织输出如何有效地在这两个直流失调值之间来回切换。输出以fS/2的速率在这些失调值之间切换，将导致位于fS/2的输出频谱中产生杂散。由于不匹配本身没有频率分量，并且仅为直流，因此出现在输出频谱中的杂散频率仅取决于采样频率，并将始终出现在fS/2频率下。杂散的幅度取决于ADC之间失调不匹配的幅度。不匹配值越大，杂散值就越大。为了尽可能减少失调不匹配导致的杂散，不需要完全消除每个ADC中的直流失调。这样做会滤除信号中的所有直流成分，不适合使用零中频(ZIF)架构的系统，该架构信号成分复杂，DC量实际是有用信号。相反，更合适的技术是让其中一个ADC的失调与另一个ADC匹配。选择一个ADC的失调作为基准，另一个ADC的失调设置为尽可能接近的值。失调值的匹配度越高，在fS/2产生的杂散就越低。交织时要注意的第二个不匹配是ADC之间的增益不匹配。图5显示了两个交织型转换器之间的增益不匹配。在这种情况下，有一个不匹配频率分量。为了观察这种不匹配，必须向ADC施加信号。对于失调不匹配，无需信号即可查看两个ADC的固有直流失调。对于增益不匹配，如果不存在信号，就无法测量增益不匹配，因而无法了解增益不匹配。增益不匹配将会产生与输入频率和采样速率相关的输出频谱杂散，出现在fS/2±fIN处。为了最大程度地降低增益不匹配引起的杂散，采用了与失调不匹配类似的策略。选择其中一个ADC的增益作为基准，另一个ADC的增益设置为尽可能接近的值。每个ADC增益值的匹配度越高，输出频谱中产生的杂散就越小。接下来，我们必须探讨两个ADC之间的时序不匹配。时序不匹配有两个分量：ADC模拟部分的群延迟和时钟相位偏差。ADC中的模拟电路具有相关的群延迟，两个ADC的群延迟值可能不同。此外还有时钟相位偏差，它也包括两个分量：各ADC的孔径不确定性和一个与输入各转换器的时钟相位精度相关的分量。图6以图形说明ADC时序不匹配的机制和影响。与增益不匹配杂散相似，时序不匹配杂散也与输入频率和采样速率呈函数关系，出现在fS/2±fIN处。为了尽可能降低时序不匹配引起的杂散，需要利用合适的电路设计技术使各转换器模拟部分的群延迟恰当匹配。此外，时钟路径设计必须尽量一致以使孔径不确定性差异最小。最后，必须精确控制时钟相位关系，使得两个输入时钟尽可能相差180°。与其他不匹配一样，目标是尽量消除引起时序不匹配的机制。最后一个不匹配可能最难理解和处理：带宽不匹配。如图7所示，带宽不匹配具有增益和相位/频率分量。这使得解决带宽不匹配问题变得更为困难，因为它含有另外两个不匹配参数的分量。然而，在带宽不匹配中，我们可在不同的频率下看到不同增益值。此外，带宽具有时序分量，使不同频率下的信号通过每个转换器时具有不同的延迟。出色的电路设计和布局布线实践是减少ADC间带宽失配的最好方法。ADC之间的匹配越好，则产生的杂散就越少。正如增益和时序不匹配会导致在输出频谱的fS/2±fIN处产生杂散一样，带宽不匹配也会在相同频率处产生杂散。图4.失调不匹配图5.增益不匹配图6.时序不匹配图7.带宽不匹配现在我们已经讨论了交织ADC时引起问题的四种不同的不匹配，可以发现有一个共性。四个不匹配中有三个会在输出频谱的fS/2±fIN处产生杂散。失调不匹配杂散很容易识别，因为只有它位于fS/2处，并可轻松地进行补偿。增益、时序和带宽不匹配都会在输出频谱的fS/2±fIN处产生杂散；因此，随之而来的问题是：如何确定它们各自的影响。图8以简单的图形方式指导如何从交织型ADC的不同不匹配中识别杂散来源。图8.交织型不匹配的相互关系如果只是考察增益不匹配，那么它就是一个低频（或直流）类型的不匹配。通过在直流附近执行低频增益测量，然后在较高的频率处执行增益测量，可将带宽不匹配的增益分量与增益不匹配分离。增益不匹配与频率无函数关系，而带宽不匹配的增益分量与频率呈函数关系。对于时序不匹配，可以采用类似的方法。在直流附近执行低频测量，然后在较高的频率下执行后续测量，以便将带宽不匹配的时序分量与时序不匹配分离。结论最新通信系统设计、尖端雷达技术和超高带宽测量设备似乎始终领先于现有的ADC技术。在这些需求的推动下，ADC的用户和制造商都想方设法，试图跟上这些需求的步伐。与提高典型ADC转换速率的传统方式相比，交织型ADC可以更快的速度实现更宽的带宽。将两个或更多ADC交织起来，可以增加可用带宽，并以更快的速度满足系统设计要求。然而，交织型ADC并非没有代价，ADC之间的不匹配不容忽视。虽然不匹配确实存在，但了解其本质及如何正确处理它们，设计人员就能更加明智地利用这些交织型ADC，并满足最新系统设计不断增长的要求。转载自电子技术应用。

盖世汽车讯据外媒报道，美国弗吉尼亚大学（theUniversityofVirginia，UVA）和德克萨斯大学奥斯汀分校（UniversityofTexas-Austin）电气和计算机系的工程师研发了一款雪崩光电二极管，实现了创纪录的性能，有能力变革下一代夜视成像和激光雷达的接收器。对于激光雷达而言，该团队研发的低噪声、两微米雪崩光电二极管能够实现功率更高的操作，而且其操作对人眼而言，非常安全。（图片来源：弗吉尼亚大学）此次取得突破性成果源于UVA大学电气和计算机工程系JoeC.Campbell和教授LucienCarrIII与UT-Austin大学SethR.Bank教授的多年合作。AndrewH.Jones（Campbell的2020级博士研究生）和StephenD.March（Bank教授研究小组的博士生）也参与了该项研究，而且该项目由美国国防高级计划局和陆军研究办公室提供资助。该团队在Bank教授先进半导体外延实验室（AdvancedSemiconductorEpitaxy）制造了具备新颖光学和电子特性的数字合金，采用分子光束外延来让该合金（由铝、铟、砷和锑制成）生长，从而让其结合了长波长的灵敏度、超低噪声以及实现弱暗电流所需的设计灵活性等特性，而现有的低噪声雪崩光电二极管材料技术目前并不具备此种灵活性。Bank表示：“我们能够将晶体的生长过程控制至单原子尺度，因而让我们能够合成自然界所不能合成的晶体，同时还能够设计出一种完美的晶体，结合了高效光探测性能所需的基本材料特性。”该团队研发的雪崩光电二极管是一个理想的解决方案，适用于紧凑型、高灵敏度激光雷达接收器。机器人、自动驾驶车辆、广域监控和地形测绘等激光雷达应用都需要高分辨率的传感器，能够探测到从远处物体反射回来的、被大大衰减的光学信号。然而，下一代激光雷达系统的普及受到用眼安全的限制，因为激光功率越高，对眼睛造成伤害的风险就越大。Campbell表示：“对于激光雷达系统而言，两微米视窗非常完美，对眼睛来说很安全，还扩大了探测范围。我可以预见，新款雪崩光电二极管会影响很多受益于高灵敏度探测器的关键技术。”目前，该项研究被转移至英国半导体公司IQE（为铸造业务服务）和美国航空航天制造厂商洛克希德马丁（LockheedMartin），以研发具备读出电路的光电二极管阵列。未来，这两所大学将集中让该雪崩光电二极管能够在近室温的条件下实现低噪声操作，将工作波长进一步扩展至红外，并将其灵敏度提高至单光子水平。转载自盖世汽车智能网联。

简介LTM8042是µModule®LED驱动器，能够支持具有高达1A电流和3000:1调光比的LED。它工作的输入电压范围为3V至30V，频率范围可达到250kHz至2MHz，因此可广泛运用于扫描仪、汽车和航空照明等多种领域。LTM8042可轻松配置为三种拓扑（升压、降压和降压-升压），能够满足多种特定应用需求。升压拓扑适用于低输入电压和高灯串电压，降压拓扑则更适用于高输入电压和低灯串电压。降压-升压拓扑用于电压可能低于或高于LED灯串的宽输入范围。本文介绍如何选择合适的拓扑及其相应的连接。升压LED驱动器LED驱动器最常用的拓扑是升压应用，它可能用于VIN图1.LTM8042驱动四个LED，其中VIN=5.75V至10.25V，IOUT=0.5A。图2.升压配置中的LTM8042方框图连接。降压LED驱动器降压拓扑用于相对较高的输入电压，如汽车和工业24V电源轨。图3显示了VIN>VF配置的方框图。输入电压连接到BSTOUT/BKIN终端，LED阴极连接到BSTIN/BKLED–终端。当晶体管Q导通时，电流从输入端流过LED灯串和电感L直到GND。一旦Q关断，L上的电压就会改变极性，二极管D会正偏，从而将LED阴极拉到输入电压电平以下，在LED灯串中提供设定的电流值。C5为该拓扑创建输出滤波器。图3.降压配置中的LTM8042方框图连接。降压-升压LED驱动器在许多商用、电池和太阳能供电应用中，输入电压变化范围很广。在这些情况下，最合适使用图4所示的降压-升压拓扑。输入电压和LED阴极连接到BSTIN/BKLED–终端。当晶体管Q导通时，电流在电感L中积聚。一旦Q关断，L上的电压就会改变极性，使二极管D正偏，同时电压攀升超过输入电平。PWM使流经LED和C5的电流保持在设定值不变，C2充当输出滤波器。LED灯串电压VF可以低于或高于VIN。图4.降压-升压配置中的LTM8042方框图连接。三个拓扑的测试结果三个拓扑均使用LTM8042的DC1511演示电路测试—在所有情况下使用相同的LED灯串、输出电流和开关频率。为了确保三种设置的偏置功耗都相同，还提供了相同的VCC（如图1所示）。在大多数情况下，VCC引脚可连接至VIN。图5所示为产生的效率曲线。这三个拓扑还可在LTspice®环境中建模，与LTM8042有关的仿真文件可在数据手册中找到。图5.LTM8042的升压、降压和降压-升压配置效率。结论LTM8042是一种多功能、高效的LED驱动器，能够在宽输入电压范围内工作，同时提供高达1ALED灯串电流。LTM8042可轻松用作升压、降压或降压-升压驱动器，能满足多种应用的需求。转载自电子技术应用。

在学电子电路中，要学会分析电路，就从了解电路的三种状态开始。电路有哪三种状态：通路(负载)、短路、开路(空载)三种状态下的电源电压分别是U=E-IR，U=0。U=E，以下内容分别介绍这三种状态的具体情况。1、通路状态通路就是电路中的开关闭合，负载中有电流流过。在这种状态下，电源端电压与负载电流的关系可以用电源外特性确定，根据负载的大小，又分为满载、轻载、过载三种情况。负载在额定功率下的工作状态叫额定工作状态或满载;低于额定功率的工作状态叫轻载;高于额定功率的工作状态叫过载。由于过载很容晚烧坏电器，所以一般情况都不允许出现过载。2、短路状态如果外电路被阻值近似为零的导体接通，这时电源就处于短路状态，在这种状态下，电路中的电流(短路电流)I≈E/R。我们知道，电源的内阻一般都是很小的，因而短路电流可能达到非常大的数值，这将电源有烧毁的危险，必须严格防止，避免发生。防止短路的最常见方法是在电路中安装保险管。保险管中的熔丝是由低熔点的铅锡合金、银丝制成。当电流增大到一定数值时，保险丝首先被熔断，从而切断电路。在短路状态下电源的端电压为：U=E-IR≈E-E/R*R=0可见，短路状态的主要特点是：短路电流很大，电源端电压为零。这里需要说明，通常电源的内阻都基本不变并且数值很小，所以可近似认为电源的端电压等于电源电动势。今后若不特别指出开标出电源内阻时，就表示内阻很小，可以忽略不计。3、开路状态开路就是电源两端开电路某处断开，电路中没有电流通过，电源不向负载输送电能。对于电源来说，这种状态叫空载。开路状态的主要特点是：电路中的电流为零。电源端电压和电动势相等。这三种状态，在我们生活中随处都可以看到，如将电灯的开关合上，电灯发亮，这就是一种通路状态，如果开电灯，同时开冰箱、空调、电饭煲、电视、电脑、音箱、电炒锅，这时负载比较多，容晚出现过载现象，当过载时电线容易冒烟起火。当把开关合上时，电灯灭了，这是一处开路状态。而当二根电线(火线、零线)外皮被老鼠弄破损，造成二根线碰在一起，就会造成短路，如有过流开关，则过流开关马上工作，如没有过流开关，则马上冒烟起火。转载自网络。

IntersilISL78692是一款能延长汽车紧急呼叫（eCall）系统的锂离子电池续航时间的4.1V高集成度单节电池充电器，该电池充电器漏电流仅3uA,低于与其竞争的解决方案，小封装尺寸有助于减小整个解决方案的总尺寸。Intersil日前推出一款旨在延长汽车紧急呼叫（eCall）系统的锂离子电池续航时间的4.1V单节电池充电器---ISL78692。该电池充电器的漏电流（3uA）低于与其竞争的解决方案，能够帮助后备电池维持更长的供电时间。另外，其较低的充电电压还可延长电池寿命，小封装尺寸有助于减小整个解决方案的总尺寸。方案特性和规格●用于单节锂电池的完整充电器●-40°C至85°C温度范围内的3uA漏电流（最大值）可延长后备电池在Vin供电电路断开时的供电时间●最大1A可编程充电电流，允许对电池充电时间，散热和预期电池续航时间进行折中平衡●保证启动后工作电压可低至2.65V,防止冷车启动期间断电●1%初始电压精度提供精确的充电电压控制，以延长电池的使用寿命●集成功率晶体管和电流传感器●对完全放电电池先进行10%涓流充电，直至其达到2.8V最小充电电压●NTC热敏电阻器输入。通过监测电池温度，并且在电池温度高于设定充电温度时关断充电器来保护电池●AEC-Q1003级认证配备eCall系统的汽车能够在发生事故时自动呼叫紧急服务中心。ISL78692锂离子电池充电器旨在支持新出现的全球紧急呼叫系统，如欧洲的eCall计划和美国的OnStar（安吉星），前者可向欧盟地区范围内遇到事故的驾驶员提供快速援助，后者在美国范围内提供安全与防护服务。ISL78692充电器的电池温度监测能力及其4.1V低输出电压都有助于延长使用比较多的LiFeP04电池的寿命。ISL78692的高集成度使它只需要五个外围元器件就能实现充电电流的编程。再加上其采用3mmx3mmDFN紧凑型封装，所以完整的解决方案容易适应PCB在空间方面的限制。ISL78692还提供独特的充电电流热折返（thermalfoldback）特性，能够通过自动降低电池充电电流来防止过热，从而实现高可靠和小PCB占用面积的设计。业界评价“OEM厂商需要一种汽规级电池充电器来防止车载后备电池在长时间泊车时快速放电”,Intersil精密产品副总裁PhilipChesley表示，“ISL78692采用Intersil的专有电源管理技术。作为一种解决方案，它提供业内最低的漏电流和针对eCall汽车应用而最优化的功能集。”供货信息ISL78692锂离子电池充电器现已供货，产品采用10引脚3mmx3mmDFN封装，单价0.99美元，1,000件起订。支持ISL78692的评估板ISL78692EVAL1Z单价56美元。来源：维库电子市场网

据麦姆斯咨询报道，近日，由华芯无线科技（深圳）有限公司自主研发的适用于5G手机的FullB41BAW滤波器流片成功，即将进入量产阶段。这是5GBAW滤波器在国内芯片技术中取得的又一成果，有利推动了芯片国产化加速发展。滤波器在移动通信网络中起着消除干扰信号，滤除噪声，以实现精准选频的作用。BAW滤波器作为通信行业内的技术代表，其声能密度高，结构能很好地导限声波，因此高频信号通常选用BAW滤波器。华芯本次流片成功的B41频段BAW滤波器，带宽达到194MHz，并支持满足PowerClass2标准，各项参数均已达到国际同类产品水平；不仅满足中国移动的160MHz带宽需求，而且可以适用于全球市场。华芯FullB41BAW的成功流片，标志着又一颗具有代表性的中国制造滤波器芯片被成功研制。滤波器是射频前端中最具挑战性的模块，在市场中，BAW滤波器的设计和制作难度更大，成本更高。在国内，有能力进入这一领域的厂商数量很少，因此，BAW滤波器在市场中更加稀缺。华芯无线科技董事长梁海浪博士说：“对于BAW滤波器来说，只做样品而不去大规模的量产并不难；但是想要做到量产，哪怕是只有百分之三、四十的良率，在技术层面上来说，都是非常困难的。”本次华芯成功流片的FullB41BAW滤波器经多年研发和试验，终于突破技术瓶颈，产品即将从工程阶段进入量产阶段。5G时代为滤波器行业带来了巨大的市场机会，会有更多的频段资源被投入使用，频段的增加将促使滤波器不断升级，也大幅提升了滤波器的用量。作为射频前端市场中的重要板块，BAW滤波器将会是5G时代的主力军。在过去的很长一段时间里，射频前端被美日几家巨头公司垄断，其拥有更多的市场话语权，制造成本也更加低廉。而对于中国企业，在滤波器领域的技术积累略显薄弱。直至近几年，中国射频前端芯片厂家在世界市场中逐渐展露头角。对于BAW滤波器未来的前景，总经理何京京说：“华芯未来将会做滤波器全频段的布局，能够覆盖到中国移动、中国联通、中国电信，以及日本、欧洲、美国等的所有频段。”华芯作为正在迅速发展的中国半导体制造厂商，在滤波器设计及工艺制造方面拥有丰富经验，并在产品架构及工艺制程上取得了关键突破，拥有绝对独立的知识产权。自2018年开始，华芯无线就已和全球领先的射频晶圆代工厂开展了深度合作。华芯的企业架构图作为一家专业的射频芯片公司，旨在为终端用户以及通讯模组厂商提供优质的产品服务和技术支持，以推动射频产业的进步和发展。华芯将充分利用自身的材料技术优势以及客户平台优势，在5G时代拓展高端射频器件，保持公司在射频器件领域的领先地位。继FullB41BAW成功流片后，华芯预计将在2020年底陆续向市场提供N77、N78、N79等多个适用于中国5G频段的滤波器芯片样品。转载自MEMS。

无论在家中、办公室或在外奔波，这款LD65W标准AC整流器(USBType-C)电源整流器都能快速又高效地为装置充电。这款电源整流器与支援USB-C的各家笔记型电脑和平板电脑相容。智能电压：其PD技术会自动侦测及传送5V/3A、9V/3A、15V/3A或20V/3.25A经过测试且可靠。针对此一方案，在底下列出LD专案ICPrimarySideLD5763C1是采用SOP-8封装的内置greenmodePWMIC，具有Brownin/out功能。减少了元件数量，电路空间，并降低了电源应用的总体材料成本。LD5763C1具有高压启动，greenmode节能操作以及内部斜率补偿，软启动功能，以最大程度地降低功率损耗并增强系统性能。LD5763C1具有完整的保护功能，例如OPP（过功率保护），OVP（过电压保护），快速OSCP（输出短路保护）和欠压保护功能，可防止电路在异常情况下损坏。LD5763C1具有频率交换和软驱动功能，以降低噪声并改善EMI。SecondarySideLD8526是次级侧同步整流（SR）驱动器IC。适用于CCM，DCM和QR模式下的反激式低端和高端同步整流。对于正向续流整流应用，LD8526可用于CCM和DCM操作。在轻载条件下，LD8526将进入green模式，以通过停止SRMOSFET驱动功能来降低工作电流。LD8526可以通过低输出电压或高端整流应用产生自己的电源电压来为电池充电。PDICcontrolLD6620是次级侧的USBPowerDelivery（USBPD）Type-C控制器，可实现高效，纤薄的离线式AC-DC设计。嵌入式8位MCU可以处理PD协议，策略引擎和设备策略管理器，并具有用于USBPD通信或其他专有协议（例如QC2.0/QC3.0，QFN）的内置双相标记编码（BMC）-16，仅限SOP-16和SOP-14）。为了最大限度地减少外部组件，该器件集成了分流调节器，电压和电流监控器以及阻塞N-MOSFET的控制电路。内置稳压器可为MCU和外设提供1.8V的电压，以3至20V的单电源供电。QC1.0~3.0QC4.0,QC4.0+DoELevelVIVSCoCTier2效率表115Vac效率如下表230Vac效率如下表►场景应用图►产品实体图►展示版照片►方案方块图►线路图►PDBoard►MainPowerPCB►PDBoardPCB►spec►核心技术优势采用一整套通嘉IC，可避免使用它牌厂商所造成线路干扰、匹配等问题。LD5763C1：高压（700V）启动电路。内置X-Cap放电VCC上的OVP（过压保护）OCP/OPP/OSCP保护智能稳定系统高效USB-PD应用调整CS_OTP（过热保护）LPS保护LD8526：适用于CCM，DCM和QR（谷值锁定）模式下的低侧和高端反激同步整流。适用于CCM和DCM中的正向续流整流。自供电，可在低输出电压和/或高端整流的情况下，无需辅助绕组。适用于具有峰值负载功能的初级侧（最大频率130kHz）适用于PD应用，输出电压范围为3V至21V，VCC范围为3V至6V。可编程关断电平。快速关闭总延迟为30ns。200A超低绿色模式工作电流。Gatesource/sinkcapability能力：0.5A/-3ALD6620：协议支持：PD3.0，PD2.0，PPS，QC4.0+，QC4.0，QC3.0，QC2.0符合USBPDType-C嵌入式MCU（具有16KBMTP和1KBSRAM）12位ADCx8通道CC和CV控制快速放电输出电容器内置关断调节器可编程电缆补偿工作电压范围：3V〜20V嵌入式峰值负载功能外部阻塞N-MOSFET控制支持待机节能模式可编程过压保护（OVP）可编程欠压保护（UVP）可编程过压电流保护（OCP）过温保护（OTP）►方案规格输入主电源范围：90Vdc~264VdcPD3.0mode5V/3A,9V/3A.15V/3A,20V/3.25APPSmode3.3V/3A,5V/3A,9V/3A,11V/3A效率：符合COCTier2EMI符合EN55022B级；EN55015保护模式：过流保护、过压保护、低电压保护、过载保护、过温保护来源于大大通。

随着智能手机的普及，而智能手机的电池持续时间不长，移动电源就应运而生。此移动电源方案主控采用STMCU（STM8S003）结合硬件做并充串放，节省成本的同时还提高充电和放电的效率，在软件和硬件上都做了保护功能，从而加强移动电源的安全性。方案优势：●放电转换率高（大于95%）●电压采集准确●响应速度快●停机模式下功耗低●安全性能高●充电时间短●温度范围广（-65度~180度）方案框架图：产品照片：STM8S003框架图：stm8s003具体详情请参考：www.st.com/internet/mcu/product/251792.jsp来源：维库电子市场网