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使用同步整流器可以降低功耗,并提高散热性能

发布时间:2020-10-09
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使用同步整流器可以降低功耗,并提高散热性能

发布时间:2020-10-09
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  一些应用要求尽可能高的功率效率。例如,在某种恶劣环境下,要求DC/DC电源在高环境温度下工作,这时就需要低功耗,以让半导体器件的结温保持在其额定范围以内。其他应用可能必须达到“能源之星”规范或者绿色模式标准的严格效率要求。电池供电型应用的用户希望获得长的运行时间,而降低功耗可以直接延迟设备运行时间。今天,我们都知道,使用同步整流器可以降低功耗,并提高散热性能。低功耗应用的降压转换器和控制器设计人员已经在使用这种方法。另外,人们还开发了同步升压控制器,用于解决升压应用的功率效率问题。

  典型应用

  我们使用两个典型的升压应用来说明同步和非同步整流之间的差异。个是低输入电压应用,其可工作在低占空比下,也即输出电压接近输入电压时。这种系统的输入例子是USB端口,或者一块2节或者3节串联电池组成的锂离子(Li-Ion)电池组。DC/DC电源升高电压,对2节锂离子电池或者一台平板电脑的电池进行充电。另一个应用增高系统电源轨的电压至高输出电压,其可工作在更高的占空比下,这时输出电压远高于输入电压。输入例子为12V电源轨。功率放大器、工业计算机或者高能量密度的能量存储,均需要高输出电压。

  为了说明同步整流的好处,我们使用真实电路对每个应用进行测试,以比较效率和功耗。TI的TPS43060/61同步升压控制器,用于展示这些同步设计。这些电流模式升压控制器集成了控制与门驱动电路,用于低侧和高侧MOSFET.TI的TPS40210电流模式、低侧开关升压控制器用于非同步设计。

  基础操作

  图1显示了步进(升压)拓扑的典型结构图。这种拓扑由低侧功率MOSFET(Q1)、功率电感(L1)和输出电容器(C1)组成。就同步拓扑而言,高侧MOSFET(Q2)用于整流开关。

图1 同步与非同步升压电路

  在非同步升压拓扑中,使用了一个功率二极管(D1)。图2显示了开关和电感的电压和电流的等效波形。在Q1“导通”期间,电感电流斜线上升,并且VOUT从VIN断开。在此期间,输出电容器必须为负载供电。在“断开”期间,电感电流斜线下降,并通过整流开关对输出电容器充电。整流器的峰值电流等于开关的峰值电流。

  整流开关的选择

  非同步控制器使用一个外部功率二极管作为整流开关。选择功率二极管时需考虑的三个主要方面是:反向电压、正向电流和正向压降。反向电压应高于输出电压,包括开关节点振铃余量。正向额定电流应至少等于电感器的峰值电流。正向电压应较小,以提高效率和降低功耗。平均二极管电流等于平均输出电流。所选二极管封装必须能够处理功耗。

  同步控制器控制整流开关的另一个MOSFET.如果使用N通道MOSFET,则必须产生高于输出电压的电压,以用于门驱动器。利用一个自举电路来产生这种电压。图1包括了一个标准自举电路的典型结构图,其由自举电容器(CBOOT)和自举二极管(DBOOT)组成。在Q1“导通”期间,自举电容器被充电至某个稳定电压(VCC),其通常由一个控制器内部的低压降稳压器来调节。当Q1关闭时,电容器到接地的电压为VOUT+VCC,并且要求电压可用于开启高侧开关。控制电路也必须更加复杂,以确保整流开关导通之前有足够的延迟,从而避免两个开关同时开启。如果出现这种情况,输出电压通过两个开关短路至接地,引起可损坏开关的强电流。

  整流开关的功耗

  为了比较两个不同整流器的效率,我们应计算出功耗。在非同步拓扑中,可使用方程式1估算出整流功率

  二极管的功耗:

  使用一个同步整流器时,共有两个主要功耗源:传导功耗和空时损耗。当低侧开关关闭时,在高侧开关导通以前存在一定的时间延迟(tDELAY)。在这种延迟期间,高侧开关的体二极管(V S D)导电。一般而言,这被称作空时(停滞时间)。当高侧开关开启时,同样存在MOSFET的RD S(O N)带来的传导损耗。方程式2计算占空比(D),而方程式3估算损耗(PQ2):

  在要求低占空比的应用中,整流开关导电时间占每个开关期间的百分比更大。但是,升压拓扑中非同步整流器的功耗与VI N变化带来的占空比变化无关。这是因为,V I N变化使二极管所导电流的变化大小相等但方向相反。根据方程式1,整流器损耗刚好等于正向压降乘以输出电流。同步整流器情况下,功耗对占空比有一定的依赖度,这是因为传导损耗由F E T的电阻引起。这与二极管不同,二极管的损耗由正向压降引起。电阻传导损耗因电流的平方而不同,导致对占空比的依赖性,占空比更高,传导功耗也随之增加。

  低占空比应用的效率

  为了评估低占空比应用的功率效率,我们可对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用T P S43061同步升压控制器,其与C S D86330Q3D功率模块搭配。该功率模块同时集成了低侧和高侧MOSFET.非同步设计使用T P S40210非同步升压控制器和一个CSD17505Q5A低侧开关,其规格与功率模块类似。这种设计具有一个肖特基二极管,用于整流器,其额定电压和电流至少为15V和7A.具有这种额定值的肖特基二极管的可用封装尺寸为T O-277A(SM P C)。仅根据典型开关封装比较解决方案尺寸,我们发现,非同步开关和二极管占用面积为65m m2,而同步功率模块开关的占用面积为12m m2.后者节省了53m m2的面积。两种设计都使用了相同的L C滤波器和750kH z开关频率。图3显示了12V输入和15V输出的这两种设计的效率和功耗情况。理想占空比为20%.本例中,同步整流器的好处很明显。满负载效率提高了约3%,而非同步设计的功耗几乎是同步设计的两倍。

  高占空比应用的效率

  为 了 评 估 高 占 空 比 应 用 的 功率效率,我们再次对同步设计和非同步设计进行比较。同步设计使用T P S43060同步升压控制器,其有一对功率MOSFET,用于低侧和高侧开关。MOSFET使用30mm2的典型8引脚SON封装。非同步设计使用TPS40210非同步升压控制器以及一个相同的MOSFET用于低侧开关。整流器的肖特基二极管额定值至少为48V和16A.肖特基整流器使用D2P A K封装,典型面积为155m m2.相比非同步设计,同步解决方案节省了125m m2的电路板空间。两种设计都使用相同的L C滤波器和300kH z开关频率。理想占空比为75%.效率曲线表明,在这种应用中,使用同步整流器没有什么好处。从2.5~3.5A负载电流,同步解决方案的效率开始提高。但是,同步整流的主要好处是要求的电路板空间更少。

  轻负载效率

  同步设计使用的T P S 4 3 0 6 0和T P S43061的特点是非连续导电模式(D C M)反向电流检测,其提高了更轻负载条件下的效率。它降低了开关、电感和检测电阻器的传导损耗,让轻负载效率与非同步解决方案情况相同。C CM工作期间,开关、电感和检测电阻器的估计损耗,决定了该效率的大小。这些曲线表明了D CM下工作的转换器的轻负载效率相对改善情况。但是,对于一些低噪应用或者要求快速轻负载瞬态响应的应用来说,牺牲高轻负载效率来让C CM运行保持在整个负载范围,可能是一种更好的选择。

转载自维库电子市场网。

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